开关变换器及其控制电路实用新型专利

专利名称：开关变换器及其控制电路

专利类型：实用新型专利

专利申请号：CN202110631747.7

专利申请（专利权）人：圣邦微电子(北京)股份有限公司
权利人地址：北京市海淀区西三环北路87号13层3-1301

专利发明（设计）人：张宝全,李铎

专利摘要：本申请公开了一种开关变换器及其控制电路。控制电路包括第一导通时间控制电路、PWM比较器、逻辑电路、驱动电路和轻载控制电路。其中，轻载控制电路在开关变换器的负载端处于轻载状态下时将开关变换器的电感电流与预设阈值进行比较，并在所述电感电流小于预设阈值的情况下延长脉宽调制信号的导通时间，直到所述电感电流达到预设阈值，从而可以在轻负载状态下减少开关变换器中的开关管的导通和关断次数，降低开关损耗，提升其在轻负载下的效率。

主权利要求：
1.一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器采用至少一个开关管控制输入端向输出端的电能传输，从而根据直流输入电压产生直流输出电压，其中，所述控制电路包括：第一导通时间控制电路，用于基于所述直流输出电压和所述直流输入电压以及所述开关变换器的开关周期产生第一导通时间；
PWM比较器，用于将所述直流输出电压的误差信号相关的叠加信号与所述直流输出电压相关的反馈信号相比较，以产生中间信号；
逻辑电路，用于分别根据所述中间信号和所述第一导通时间产生置位信号和复位信号，并根据所述置位信号和所述复位信号产生脉宽调制信号，采用所述复位信号获得导通时间，采用所述置位信号获得与所述直流输出电压相关的关断时间；
驱动电路，将所述脉宽调制信号转换成开关控制信号，以控制所述至少一个开关管的导通状态；以及轻载控制电路，用于在所述开关变换器的负载端处于轻载状态下时，将所述开关变换器的电感电流与预设阈值进行比较，并在所述电感电流小于所述预设阈值的情况下延长所述脉宽调制信号的导通时间，直到所述电感电流达到所述预设阈值。
2.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
第二导通时间控制电路，用于基于所述直流输入电压和所述直流输出电压的电压差产生第二导通时间，其中，所述逻辑电路基于所述中间信号、所述第一导通时间以及所述第二导通时间调整所述导通时间。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述轻载控制电路包括：轻载检测模块，用于在所述开关变换器的负载端处于轻载状态时提供逻辑高电平的轻载指示信号；
电流采样模块，用于获得所述电感电流；
第一比较器，用于将所述电感电流与表征所述预设阈值的参考电压进行比较，得到比较信号；以及第一与非门，用于根据所述轻载指示信号和所述比较信号设定第三导通时间，其中，所述逻辑电路基于所述中间信号、所述第一导通时间、所述第二导通时间以及所述第三导通时间调整所述导通时间。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述逻辑电路包括：第二与非门，第一输入端和第二输入端分别接收所述中间信号和最小关断时间，输出端提供所述置位信号，所述最小关断时间为固定时间段；
第三与非门，第一至第三输入端分别接收所述第一导通时间、所述第二导通时间和所述第三导通时间，输出端提供所述复位信号；以及RS触发器，分别根据所述置位信号和所述复位信号产生所述脉宽调制信号。
5.根据权利要求4所述的控制电路，还包括：
最小关断时间控制电路，用于产生所述最小关断时间，所述关断时间大于所述最小关断时间。
6.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
误差信号生成电路，用于将所述反馈信号与基准电压进行比较以获得所述误差信号。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，所述误差信号生成电路包括：误差放大器，反相输入端和同相输入端分别接收所述反馈信号和所述基准电压，输出端用于提供所述误差信号；以及第一电容，第一端与所述误差放大器的输出端连接，第二端接地。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其中，所述误差信号生成电路还包括：依次连接于所述误差放大器的输出端和地之间的补偿电阻和补偿电容。
9.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
斜坡补偿电路，用于在所述开关变换器的电感电流下降阶段产生斜坡信号，所述PWM比较器将所述误差信号和所述斜坡信号的叠加信号与所述反馈信号进行比较，从而产生所述中间信号。
10.根据权利要求9所述的控制电路，其中，所述斜坡补偿电路包括：斜坡信号产生模块，根据所述脉宽调制信号和所述直流输出电压产生所述斜坡信号；
以及
电压增益模块，用于对所述斜坡信号进行增益放大。
11.根据权利要求10所述的控制电路，其中，所述斜坡信号产生模块包括：依次连接于所述直流输出电压和地之间的第一开关、第一电阻和第二开关；以及第二电容，第一端与所述第一电阻和第二开关的中间节点连接，第二端接地，其中，在所述第一开关和所述第二开关分别受控于所述脉宽调制信号的反相信号和所述脉宽调制信号，以在所述脉宽调制信号的下降沿开始的第一时间段采用所述直流输出电压对所述第二电容充电，在所述脉宽调制信号的上升沿开始的第二时间段对所述第二电容进行放电，以获得所述斜坡信号。
12.一种开关变换器，包括：
主功率电路，采用至少一个开关管控制输入端向输出端的电能传输，从而根据直流输入电压产生直流输出电压；以及根据权利要求1‑11任一项所述的控制电路，用于产生开关控制信号以控制所述至少一个开关管的导通状态。
13.根据权利要求12所述的开关变换器，所述主功率电路采用选自以下任一种的拓扑结构：降压型、升压型、升降压型、非逆变升降压型、正激型、反激型。 说明书 : 开关变换器及其控制电路技术领域[0001] 本发明涉及开关电源技术领域，更具体地，涉及一种开关变换器及其控制电路。背景技术[0002] 在电子系统中已经广泛地使用开关变换器，用于产生内部电路模块或者负载所需的工作电压和电流。开关变换器采用功率开关管控制输入端向输出端的电能传输，因而可以在输出端提供恒定的输出电压和/或输出电流。在开关变换器中，基于纹波的恒定导通时间控制方法具有良好的轻载效率、快速的瞬态响应和易于实现的优点，因而近年来得到广泛的应用。[0003] 图1示出传统的开关变换器的示意性电路图。如图1所示，开关变换器100包括主功率电路和控制电路，主功率电路包括串联连接在输入端和接地端之间的开关管MD1和MD2，电感Lx连接在开关管MD1和MD2的中间节点和输出端之间，输出电容Co连接在输出端和接地端之间。开关变换器100的输入端接收直流输入电压Vin，输出端提供直流输出电压Vout。开关变换器100的控制电路用于向开关管MD1和MD2提供开关控制信号。[0004] 在开关变换器100的控制电路中，导通时间控制电路110设定开关周期Tsw的固定导通时间Ton，从而产生复位信号。最小关断时间控制电路120设定与预定输出电压和预定负载相对应的最小关断时间Toff_min(或最大开关频率)。误差放大器EA根据直流输出电压Vout的反馈信号FB和基准电压VREF0得到误差信号Vc，PWM比较器131将误差信号Vc与反馈信号FB进行比较以获得中间信号。与非门132的两个输入端分别接收比较器输出的中间信号和最小关断时间Toff_min，输出端提供置位信号。RS触发器140根据复位信号和置位信号产生脉宽调制信号PWM。驱动电路150将脉宽调制信号PWM转换成开关控制信号以控制开关管MD1和MD2的导通状态。[0005] 当反馈信号FB小于等于误差信号Vc时，导通时间控制电路110设定固定导通时间，使得开关控制信号的导通时间为固定值。当反馈信号FB大于误差信号Vc时，开关控制信号的关断信号有效，从而根据直流输出电压Vout进行动态调整关断时间，该关断时间大于最小关断时间Toff_min。[0006] 然而，在一些应用中需要在开关变换器100的输出端使用低ESR(EquivalentSeriesResistance，等效串联电阻)电容(例如陶瓷电容)作为输出电容。由于这种类型的输出滤波器即使在存在大量噪声的情形下也会产生很小的输出纹波，并且电容纹波相比于电感纹波存在相位延迟，因此会在系统中发生次谐波振荡，所以可能会导致控制系统不稳定的问题。而在开关变换器100的输出端使用ESR较大的电容(例如电解电容)作为输出电容不仅会增大电路面积和成本，而且会导致输出电压的纹波增大而出现大的波动，影响后级电路的正常工作。[0007] 此外，现有技术的开关变换器100的瞬态响应较慢，当负载端出现大电压跌落事件时，会造成输出端电压的变化，限制了这种控制模型在需要快速瞬态响应的领域的应用。并且，由于开关控制信号的导通时间的限制，开关变换器100无法在输入电压Vin和输出电压Vout接近时提供稳定的供电，降低了开关变换器的整体效率。发明内容[0008] 鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种开关变换器及其控制电路，可以使用低ESR的电容作为输出电容，并且还可以提高开关变换器的瞬态响应速度和在轻负载下的效率。[0009] 根据本发明的一方面，提供了一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器采用至少一个开关管控制输入端向输出端的电能传输，从而根据直流输入电压产生直流输出电压，其中，所述控制电路包括：第一导通时间控制电路，用于基于所述直流输出电压和所述直流输入电压以及所述开关变换器的开关周期产生第一导通时间；PWM比较器，用于将所述直流输出电压的误差信号相关的叠加信号与所述直流输出电压相关的反馈信号相比较，以产生中间信号；逻辑电路，用于分别根据所述中间信号和所述第一导通时间产生置位信号和复位信号，并根据所述置位信号和所述复位信号产生脉宽调制信号，采用所述复位信号获得导通时间，采用所述置位信号获得与所述直流输出电压相关的关断时间；驱动电路，将所述脉宽调制信号转换成开关控制信号，以控制所述至少一个开关管的导通状态；以及轻载控制电路，用于在所述开关变换器的负载端处于轻载状态下时，将所述开关变换器的电感电流与预设阈值进行比较，并在所述电感电流小于所述预设阈值的情况下延长所述脉宽调制信号的导通时间，直到所述电感电流达到所述预设阈值。[0010] 可选的，所述控制电路还包括：第二导通时间控制电路，用于基于所述直流输入电压和所述直流输出电压的电压差产生第二导通时间，其中，所述逻辑电路基于所述中间信号、所述第一导通时间以及所述第二导通时间调整所述导通时间。[0011] 可选的，所述轻载控制电路包括：轻载检测模块，用于在所述开关变换器的负载端处于轻载状态时提供逻辑高电平的轻载指示信号；电流采样模块，用于获得所述电感电流；第一比较器，用于将所述电感电流与表征所述预设阈值的参考电压进行比较，得到比较信号；以及第一与非门，用于根据所述轻载指示信号和所述比较信号设定第三导通时间，其中，所述逻辑电路基于所述中间信号、所述第一导通时间、所述第二导通时间以及所述第三导通时间调整所述导通时间。[0012] 可选的，所述逻辑电路包括：第二与非门，第一输入端和第二输入端分别接收所述中间信号和最小关断时间，输出端提供所述置位信号，所述最小关断时间为固定时间段；第三与非门，第一至第三输入端分别接收所述第一导通时间、所述第二导通时间和所述第三导通时间，输出端提供所述复位信号；以及RS触发器，分别根据所述置位信号和所述复位信号产生所述脉宽调制信号。[0013] 可选的，所述控制电路还包括：最小关断时间控制电路，用于产生所述最小关断时间，所述关断时间大于所述最小关断时间。[0014] 可选的，所述控制电路还包括：误差信号生成电路，用于将所述反馈信号与基准电压进行比较以获得所述误差信号。[0015] 可选的，所述误差信号生成电路包括：误差放大器，反相输入端和同相输入端分别接收所述反馈信号和所述基准电压，输出端用于提供所述误差信号；以及第一电容，第一端与所述误差放大器的输出端连接，第二端接地。[0016] 可选的，所述误差信号生成电路还包括：依次连接于所述误差放大器的输出端和地之间的补偿电阻和补偿电容。[0017] 可选的，所述控制电路还包括：斜坡补偿电路，用于在所述开关变换器的电感电流下降阶段产生斜坡信号，所述PWM比较器将所述误差信号和所述斜坡信号的叠加信号与所述反馈信号进行比较，从而产生所述中间信号。[0018] 可选的，所述斜坡补偿电路包括：斜坡信号产生模块，根据所述脉宽调制信号和所述直流输出电压产生所述斜坡信号；以及电压增益模块，用于对所述斜坡信号进行增益放大。[0019] 可选的，所述斜坡信号产生模块包括：依次连接于所述直流输出电压和地之间的第一开关、第一电阻和第二开关；以及第二电容，第一端与所述第一电阻和第二开关的中间节点连接，第二端接地，其中，在所述第一开关和所述第二开关分别受控于所述脉宽调制信号的反相信号和所述脉宽调制信号，以在所述脉宽调制信号的下降沿开始的第一时间段采用所述直流输出电压对所述第二电容充电，在所述脉宽调制信号的上升沿开始的第二时间段对所述第二电容进行放电，以获得所述斜坡信号。[0020] 根据本发明的另一方面，提供了一种开关变换器，包括：主功率电路，采用至少一个开关管控制输入端向输出端的电能传输，从而根据直流输入电压产生直流输出电压；以及上述的控制电路，用于产生开关控制信号以控制所述至少一个开关管的导通状态。[0021] 可选的，所述主功率电路采用选自以下任一种的拓扑结构：降压型、升压型、升降压型、非逆变升降压型、正激型、反激型。[0022] 本发明实施例的开关变换器及其控制电路中，采用轻载控制电路在开关变换器的负载端处于轻载状态下时将开关变换器的电感电流与预设阈值进行比较，并在所述电感电流小于预设阈值的情况下延长脉宽调制信号的导通时间，直到所述电感电流达到预设阈值，从而可以在轻负载状态下减少开关变换器中的开关管的导通和关断次数，降低开关损耗，提升其在轻负载下的效率。附图说明[0023] 通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：[0024] 图1示出根据传统的开关变换器的示意性电路图；[0025] 图2示出根据现有技术的一种开关变换器的示意性电路图；[0026] 图3A和3B分别示出了现有技术的开关变换器在不同电感下的仿真波形图；[0027] 图4示出根据本发明的一种开关变换器的示意性电路图；[0028] 图5示出图4中的误差信号生成电路的示意性电路图；[0029] 图6示出图4中的斜坡补偿电路的示意性电路图；[0030] 图7示出图4中的轻载控制电路的示意性电路图；[0031] 图8A和图8B分别示出了现有技术和本发明实施例的开关变换器在大电感下的仿真波形图。具体实施方式[0032] 以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。[0033] 应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。[0034] 在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。[0035] 本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。[0036] 图2示出根据现有技术的一种开关变换器的示意性电路图。如图2所示，开关变换器200的主功率电路包括串联连接在输入端和接地端之间的开关管MD1和MD2，电感Lx连接在开关管MD1和MD2的中间节点和输出端之间，输出电容Co连接在输出端和接地端之间。开关变换器200的输入端接收直流输入电压Vin，输出端提供直流输出电压Vout。电阻R1和R2组成的分压网络用于得到直流输出电压Vout的反馈信号FB。[0037] 开关变换器200的控制电路用于向开关管MD1和MD2提供开关控制信号。该开关控制信号是根据脉宽调制信号产生的驱动信号。例如，开关管MD1的开关控制信号是脉宽调制信号的同相信号，开关管MD2的开关控制信号是脉宽调制信号的反相信号。[0038] 开关变换器200的控制电路包括第一导通时间控制电路210、第二导通时间控制电路220、误差信号生成电路230、PWM比较器240、斜坡补偿电路250、最小关断时间控制电路260、逻辑电路270和驱动电路280。[0039] 第一导通时间控制电路210用于设定开关周期Tsw的第一导通时间Ton1，第二导通时间控制电路220用于设定开关周期Tsw的第二导通时间Ton2。第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2用于产生复位信号以控制脉宽调制信号PWM的导通时间。[0040] 误差信号发生电路230将直流输出电压Vout的反馈信号FB与基准电压VREF0进行比较而产生误差信号Vc。[0041] 斜坡补偿电路240根据直流输出电压Vout和脉宽调制信号PWM在开关变换器200的电感电流下降阶段产生斜坡信号Vramp，并根据所述斜坡信号Vramp对误差信号Vc进行补偿，从而使得开关变换器可以使用低ESR的陶瓷电容作为输出电容，减小电路面积，降低输出电压的纹波。[0042] 进一步的，本发明实施例的开关变换器200中的斜坡补偿电路240产生的斜坡信号Vramp的斜率不是固定的，其斜率与直流输出电压Vout相关，从而斜坡补偿电路240具有自适应斜坡调制的功能。[0043] PWM比较器250进一步将误差信号Vc和斜坡信号Vramp的叠加信号与反馈信号FB进行比较以获得中间信号V1，中间信号V1用于产生置位信号以控制脉宽调制信号PWM的关断时间。[0044] 最小关断时间控制电路260用于设定与预定输出电压和预定负载相对应的最小关断时间Toff_min(或最大开关频率)。[0045] 逻辑电路270用于分别根据中间信号V1、第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2产生置位信号和复位信号，并根据所述置位信号和复位信号产生脉宽调制信号PWM。[0046] 进一步的，逻辑电路270包括与非门271、与非门272以及RS触发器273。与非门271的两个输入端分别接收PWM比较器250的中间信号V1和最小关断时间Toff_min，输出端提供置位信号。与非门272的两个输入端分别接收第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2，输出端提供复位信号。RS触发器273根据置位信号和复位信号产生脉宽调制信号PWM。[0047] 驱动电路280将脉宽调制信号PWM转换成开关控制信号以控制开关管MD1和MD2的导通状态。[0048] 与图1示出的开关变换器不同之处在于，根据图2中的开关变换器200的导通时间不再是固定的，逻辑电路270根据中间信号V1、第一导通时间Ton1和/或第二导通时间Ton2自适应地调整所述导通时间。也即，逻辑电路270根据中间信号V1的高电平时间、第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2中的最大值来确定。斜坡信号Vramp为相位修正补偿电压，可以用来校正由于低ESR而带来的相位滞后的问题。[0049] 此外，中间信号V1不仅仅控制开关周期Tsw的关断时间，当中间信号V1的高电平时间大于第一导通时间Ton1时，逻辑电路270还根据中间信号V1的高电平时间来控制开关周期Tsw的导通时间，这样可以保证开关变换器的工作时间在一些情况下能够大于第一导通时间Ton1，从而可以满足瞬态响应的要求。[0050] 进一步的，设置第一导通时间Ton1为：[0051] Ton1＝Vout/Vin*Tsw[0052] 其中，Vout表示直流输出电压的电压值，Vin表示直流输入电压的电压值，Tsw表示开关变换器的开关周期，可以保证开关变换器的工作频率的一致性。[0053] 进一步的，设置第二导通时间Ton2为：[0054] Ton2＝A/(Vin‑Vout)[0055] 其中，A表示预先设置的常数，Vout表示直流输出电压的电压值，Vin表示直流输入电压的电压值，从而可以在直流输入电压Vin和直流输出电压Vout接近的时候，将开关变换器的导通时间延长，以使得开关变换器可以线性过渡到100％占空比。[0056] 由上述的描述可知，现有的开关变换器200基本解决了之前描述的传统的开关变换器的三个缺点，但是开关变换器200依然存在缺陷，主要在于该架构中没有电感电流信息，导致开关变换器200对电感大小的适应能力较差。图3A和3B分别示出了现有技术的开关变换器在不同电感下的仿真波形图。在图3A和3B中，输入电压Vin＝5V，输出电压Vout＝1.2V，负载电流Iload＝2mA，图3A的电感为1uH，图3B的电感为4.7uH。从图3A和3B中可以明显看出在电感为1uH时，系统的输出波形较好，而当电感为4.7uH时，系统处于Burst模式(突发模式)下，在轻负载下，开关管连续导通若干个周期，然后再关闭较长时间，由于在轻负载下电路的主要损耗来自于开关损耗，这样多次导通开关管会导致电路的损耗增大，降低在轻负载下的效率。[0057] 图4示出根据本发明的一种开关变换器的示意性电路图。如图4所示，该开关变换器300采用Buck拓扑并工作于浮地方式，包括主功率电路和控制电路，主功率电路包括串联连接在输入端和接地端之间的开关管MD1和MD2，电感Lx连接在开关管MD1和MD2的中间节点和输出端之间，输出电容Co连接在输出端和接地端之间。其中，开关管MD1被称为主开关管，开关管MD2被称为同步开关管。开关变换器300的输入端接收直流输入电压Vin，输出端提供直流输出电压Vout。电阻R1和R2组成的分压网络用于得到直流输出电压Vout的反馈信号FB。[0058] 开关变换器300的控制电路用于向开关管MD1和MD2提供开关控制信号。该开关控制信号是根据脉宽调制信号产生的驱动信号。例如，开关管MD1的开关控制信号是脉宽调制信号的同相信号，开关管MD2的开关控制信号是脉宽调制信号的反相信号。[0059] 开关变换器300的控制电路包括第一导通时间控制电路310、第二导通时间控制电路320、误差信号生成电路330、PWM比较器340、斜坡补偿电路350、最小关断时间控制电路360、逻辑电路370、驱动电路380和轻载控制电路390。[0060] 第一导通时间控制电路310用于设定开关周期Tsw的第一导通时间Ton1，第二导通时间控制电路320用于设定开关周期Tsw的第二导通时间Ton2。第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2用于产生复位信号以控制脉宽调制信号PWM的导通时间。[0061] 误差信号发生电路330将直流输出电压Vout的反馈信号FB与基准电压VREF0进行比较而产生误差信号Vc。[0062] 斜坡补偿电路340根据直流输出电压Vout和脉宽调制信号PWM在开关变换器300的电感电流下降阶段产生斜坡信号Vramp，并根据所述斜坡信号Vramp对误差信号Vc进行补偿，从而使得开关变换器可以使用低ESR的陶瓷电容作为输出电容，减小电路面积，降低输出电压的纹波。[0063] 进一步的，本发明实施例的开关变换器300中的斜坡补偿电路340产生的斜坡信号Vramp的斜率不是固定的，其斜率与直流输出电压Vout相关，从而斜坡补偿电路340具有自适应斜坡调制的功能。[0064] PWM比较器350进一步将误差信号Vc和斜坡信号Vramp的叠加信号与反馈信号FB进行比较以获得中间信号V1，中间信号V1用于产生置位信号以控制脉宽调制信号PWM的关断时间。[0065] 最小关断时间控制电路360用于设定与预定输出电压和预定负载相对应的最小关断时间Toff_min(或最大开关频率)。[0066] 逻辑电路370用于分别根据中间信号V1、第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2产生置位信号和复位信号，并根据所述置位信号和复位信号产生脉宽调制信号PWM。[0067] 与现有技术相同，图4中的开关变换器300的导通时间也不是固定的，逻辑电路370根据中间信号V1、第一导通时间Ton1以及第二导通时间Ton2自适应地调整所述导通时间。也即，逻辑电路270根据中间信号V1的高电平时间、第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2中的最大值来确定。斜坡信号Vramp为相位修正补偿电压，可以用来校正由于低ESR而带来的相位滞后的问题。[0068] 此外，中间信号V1不仅仅控制开关周期Tsw的关断时间，当中间信号V1的高电平时间大于第一导通时间Ton1时，逻辑电路270还根据中间信号V1的高电平时间来控制开关周期Tsw的导通时间，这样可以保证开关变换器的工作时间在一些情况下能够大于第一导通时间Ton1，从而可以满足瞬态响应的要求。[0069] 进一步的，设置第一导通时间Ton1为：[0070] Ton1＝Vout/Vin*Tsw[0071] 其中，Vout表示直流输出电压的电压值，Vin表示直流输入电压的电压值，Tsw表示开关变换器的开关周期，可以保证开关变换器的工作频率的一致性。[0072] 进一步的，设置第二导通时间Ton2为：[0073] Ton2＝A/(Vin‑Vout)[0074] 其中，A表示预先设置的常数，Vout表示直流输出电压的电压值，Vin表示直流输入电压的电压值，从而可以在直流输入电压Vin和直流输出电压Vout接近的时候，将开关变换器的导通时间延长，以使得开关变换器可以线性过渡到100％占空比。[0075] 进一步的，逻辑电路370包括与非门371、与非门372以及RS触发器373。与非门371的第一输入端和第二输入端分别接收PWM比较器350的中间信号V1和最小关断时间Toff_min，输出端提供置位信号。与非门372的第一输入端和第二输入端分别接收第一导通时间Ton1和第二导通时间Ton2，输出端提供复位信号。RS触发器373根据置位信号和复位信号产生脉宽调制信号PWM。[0076] 驱动电路380将脉宽调制信号PWM转换成开关控制信号以控制开关管MD1和MD2的导通状态。[0077] 轻载控制电路390用于在系统处于轻负载状态下根据开关变换器的电感电流设定第三导通时间Ton3，并将其提供至与非门372的第三输入端。当系统的负载较重时，轻载控制电路390输出第三导通时间Ton3为逻辑高电平，轻载控制电路390不工作；当系统处于轻负载状态时，轻载控制电路390工作，并将采样主开关管得到的电感电流与预设阈值进行比较，如果电感电流小于预设阈值，则轻载控制电路390输出第三导通时间Ton3为逻辑低电平，使得逻辑电路370输出脉宽调制信号PWM一直保持为逻辑高电平，使得主开关管MD1处于导通状态，直到电感电流达到预设阈值，才将轻载控制信号Tctrl翻转为逻辑高电平。[0078] 本实施例的轻载控制电路390提供了一个开关管导通时对应的最小电感电流峰值(Ipk＝Ton*(Vin‑Vout)/L)，所以如果开关变换器的电感比较小，那么在原有的导通时间内电感电流肯定可以超过轻载控制电路390设置的预设阈值，而使得轻载控制电路390在电感较小时不参与电路，只有当开关变换器的电感较大时，在原有的导通时间内无法使得电感电流达到预设阈值时轻载控制电路390才会动作，使得开关管的导通时间延长，从而解决了大电感时系统的Burst问题，同时不干扰小电感的正常应用，大大增加了系统的应用范围。[0079] 图5示出图4中的误差信号生成电路的示意性电路图。如图5所示，误差信号生成电路330包括误差放大器331、电容Cc以及补偿电阻Rea和补偿电容Cea。误差放大器331的反相输入端和同相输入端分别接收所述反馈信号FB和基准电压VREF0，输出端用于提供所述误差信号Vc。电容Cc的第一端与误差放大器231的输出端连接，第二端接地。补偿电阻Rea和补偿电容Cea依次串联连接于误差放大器231的输出端和地之间。[0080] 图6示出图4中的斜坡补偿电路的示意性电路图。如图6所示，斜坡补偿电路340包括斜坡信号产生模块341和电压增益放大模块342。斜坡信号产生模块341用于根据所述脉宽调制信号PWM和直流输出电压Vout产生所述斜坡信号Vramp。电压增益模块342用于对所述斜坡信号Vramp进行增益放大。[0081] 进一步的，斜坡信号产生模块341包括开关K1、开关K2、电阻Rr以及电容Cr。开关K1、电阻Rr以及开关K2依次串联连接于直流输出电压Vout和地之间，电容Cr的第一端与电阻Rr和开关K2的中间节点连接，第二端接地。其中，开关K1和开关K2分别受控于脉宽调制信号PWM的反相信号和所述脉宽调制信号PWM。[0082] 在开关变换器300的每个开关周期Tsw中，开关K1和开关K2均导通和断开一段时间。例如，在所述脉宽调制信号PWM的下降沿开始的第一时间段，开关K1导通，开关K2关断，直流输出电压Vout对电容Cr进行充电，电容Cr两端的电压随时间而逐渐增大，以产生所述斜坡信号Vramp。在所述脉宽调制信号PWM的上升沿开始的第二时间段，开关K1关断，开关K2导通，电容Cr经由开关K2形成的放电路径进行放电。因而，斜坡信号产生模块241可以产生与开关变换器300相同开关周期的斜坡信号。[0083] 当开关K1处于导通时，通过直流输出电压Vout向电容Cr提供充电电流，在系统运行稳定后，在开关管MD2断开时刻斜坡信号Vramp可以表示为：[0084] Vramp＝Ap*Vout/(Rr*Cr)[0085] 其中，Ap表示电压增益放大模块342的增益系数，其为常数，Rr表示电阻Rr的电阻值，Cr表示电容Cr的电容值，可以自适应不同的直流输出电压Vout。[0086] 图7示出图4中的轻载控制电路的示意性电路图。如图7所示，轻载控制电路390包括轻载检测模块391、电流采样模块392、比较器393以及与非门394。其中，轻载检测模块391用于在开关变换器的负载端处于轻载状态时提供逻辑高电平的轻载指示信号PSM。电流采样模块392通过采样开关变换器300的主开关管MD1而得到电感电流HCS。比较器393用于将电感电流HCS与表征所述预设阈值的参考电压VREF1进行比较，以得到比较信号。与非门394根据轻载指示信号PSM和比较器393的比较信号设定第三导通时间Ton3。[0087] 当开关变换器的负载端处于重载时，轻载检测模块391输出逻辑低电平的轻载指示信号PSM，第三导通时间Ton3为逻辑高电平，轻载控制电路390不起作用；当开关变换器的负载端处于轻载时，轻载检测模块391输出逻辑高电平的轻载指示信号PSM，释放比较器393的比较信号，如果电感电流HCS小于参考电压VREF1时，比较信号为逻辑高电平，与非门394输出第三导通时间Ton3为逻辑低电平，从而使得脉宽调制信号PWM一直保持为逻辑高电平，直到电感电流HCS大于参考电压VREF1后，第三导通时间Ton3才会翻转为逻辑高电平。[0088] 需要说明的是，本实施例的轻载检测模块391可以通过本领域的能够判断负载状态的电路实现。在一种实施例中，轻载检测模块391可以通过检测变换器的开关节点电压来判断开关变换器的负载端是否处于轻载状态。例如，当开关节点电压大于零的时间达到预设时间时，轻载检测模块391判定开关变换器处于轻载状态下，输出轻载指示信号PSM为逻辑高电平。[0089] 图8A和图8B分别示出了现有技术和本发明实施例的开关变换器在大电感下的仿真波形图。在图8A和8B中，输入电压Vin＝5V，输出电压Vout＝1.2V，负载电流Iload＝2mA，电感为4.7uH。从图8A和图8B中可以看出，本发明实施例的开关变换器在大电感条件下的输出波形为单个脉冲，而非Burst模式下的连续导通若干个周期，再关闭很长一段时间，从而可以在相同的负载下大大减少开关管的导通和关断次数，降低开关损耗，提升轻负载下的效率。[0090] 综上所述，本发明实施例的开关变换器及其控制电路中，采用轻载控制电路在开关变换器的负载端处于轻载状态下时将开关变换器的电感电流与预设阈值进行比较，并在所述电感电流小于预设阈值的情况下延长脉宽调制信号的导通时间，直到所述电感电流达到预设阈值，从而可以在轻负载状态下减少开关变换器中的开关管的导通和关断次数，降低开关损耗，提升其在轻负载下的效率。[0091] 在进一步的实施例中，控制电路根据中间信号的高电平时间、第一导通时间和第二导通时间中的最大值调整开关变换器的开关管的导通时间，从而可以在直流输入电压和直流输出电压接近的时候将开关管的导通时间延长，以使得开关变换器可以线性过渡到100％占空比，提高开关变换器的轻载效率和稳定性。[0092] 在进一步的实施例中，控制电路采用斜坡补偿电路在开关变换器的电感电流下降阶段产生斜坡信号，并根据斜坡信号对误差信号进行补偿，从而使得开关变换器可以使用低ESR的陶瓷电容作为输出电容，有利于维持开关变换器的系统稳定和抑制输出纹波，从而可以兼顾开关变换器的稳定性和瞬态性能。进一步的，斜坡补偿电路根据直流输出电压自适应调整斜坡信号的幅值，从而可以自适应开关变换器的不同模式，因为可以减少针对不同类型的开关变换器重新设计控制电路的设计成本和制造成本。[0093] 在上述实施例中，尽管结合图4描述了降压型拓扑结构的开关变换器，然而，可以理解，本发明实施例的控制电路也可以用于其他拓扑结构的开关变换器中，包括但不限于降压型、升压型、升降压型、非逆变升降压型、正激型、反激型等拓扑结构。[0094] 在以上的描述中，对公知的结构要素和步骤并没有做出详细的说明。但是本领域技术人员应当理解，可以通过各种技术手段，来实现相应的结构要素和步骤。另外，为了形成相同的结构要素，本领域技术人员还可以设计出与以上描述的方法并不完全相同的方法。另外，尽管在以上分别描述各实施例，但是这不意味着各个实施例中的措施不能有利地结合使用。[0095] 依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

专利地区：北京

专利申请日期：2021-06-07

专利公开日期：2024-06-18

专利公告号：CN115514228B