一种永磁同步电机离线参数辨识方法发明专利

专利名称：一种永磁同步电机离线参数辨识方法

专利类型：发明专利

专利申请号：CN202210832059.1

专利申请（专利权）人：重庆大学,重庆新翼创电气科技有限公司
权利人地址：重庆市沙坪坝区沙正街174号

专利发明（设计）人：徐奇伟,张雪锋,王益明,赵一舟,张艺璇,张伟,周鑫宇,张富齐

专利摘要：本发明公开一种永磁同步电机离线参数辨识方法，包括以下步骤：1)建立永磁同步电机的V/f控制系统，并利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转；2)对永磁同步电机转子进行预定位，并设置PWM开关模式；3)根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻；4)计算固定占空比下的实际作用电压和相电感；5)在永磁同步电机空载时，采用V/f控制系统逐步增加电压和频率，直到永磁同步电机的转子转速达到磁链辨识的转速，计算永磁同步电机的磁链。本发明可在永磁同步电机无位置传感器控制参数辨识等领域广泛推广及应用。

主权利要求：
1.一种永磁同步电机离线参数辨识方法，其特征在于，包括以下步骤：
1)建立永磁同步电机的V/f控制系统，并利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转；
2)对永磁同步电机转子进行预定位，并设置PWM开关模式；
3)根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻；
4)计算固定占空比下的实际作用电压和相电感；
5)在永磁同步电机空载时，采用V/f控制系统逐步增加电压和频率，直到永磁同步电机的转子转速达到磁链辨识的转速，计算永磁同步电机的磁链；
对永磁同步电机转子进行预定位的方法包括六步定位法；
对永磁同步电机转子进行预定位的步骤包括：按电机旋转方向依次定时产生六个预设幅值的基本电压矢量，使最后一个基本电压矢量对应的角度为‑30度方向；
所述PWM开关模式设置为定子三相绕组选通AB两相，C相悬空，其中，C相配置为上下桥臂均不导通；B相上桥臂强制不导通，下桥臂强制导通；A相上桥臂由比较逻辑驱动，下桥臂强制不导通；
根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻的步骤包括：
2.1)初始化设置：设置PWM的比较值为零，电流滤波器清零，设置PWM比较值的最大值以及电阻估算时间的最大值；
2.2)采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；
2.3)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；
2.4)判断电流iR是否到达电机额定电流的h1％，若是，则进入步骤2.5)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤2.2)；
2.5)维持当前PWM占空比t1时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum1，并记录当前PWM占空比D1；
2.6)增加PWM的比较值，并采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；
2.7)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；
2.8)判断电流iR是否到达电机额定电流的h2％，若是，则进入步骤2.9)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤2.7)；h2％>h1％>0；
2.9)维持当前PWM占空比t2时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum2，并记录当前PWM占空比D2；
2.10)根据电流isum1、电流isum2、PWM占空比D1、PWM占空比D2，利用差值欧姆定律计算得到相电阻 Vdc为电压；
计算固定占空比下的实际作用电压和相电感的步骤包括：
4.1)设置PWM的比较值为零，计数器清零，静置，直到反馈电流稳定为零；
4.2)给定PWM的占空比为D2，实时读取反馈电流，计数器开始计时，直到反馈电流达到isum2的0.632倍时，计数器停止计时，并记录计数器当前计时tL；
4.3)计算固定占空比下的实际作用电压VD2，即：
4.4)将PWM比较值恢复为0，关闭PWM，计算电机的相电感L，即：L＝(tL‑td)*R(3)
其中，无效时间td如下所示：
td＝(V′D2‑VD2)ts(4)
式中，ts为采样周期；电压V′D2＝D2Vdc；
计算永磁同步电机的磁链的步骤包括：
5.1)将PWM改为逻辑驱动模式，通过修改PWM比较值的方式控制每个桥臂的占空比，产生不同的电压矢量；
5.2)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref，根据转速修改反Park变换的角度，在转速提升的过程中，增加电压Uqref的值，直到电机到达磁链辨识的转速，即电机转子的转速达到额定转速的g％；
5.3)建立电机开环情况下的dq电压方程，即：式中，ωe为电角速度；ψf为永磁体磁链；Ld、Lq分别为d轴和q轴电感；θerr为定子磁场与转子磁场的角度差；
5.4)计算永磁同步电机的磁链ψf，即；
式中，iq为电流。
2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机离线参数辨识方法，其特征在于：利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转的步骤包括：
1)采集A相定子电流iA、B相定子电流iB和C相定子电流iC，并进行Clark变换，得到αβ静止两相坐标轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ；
2)对α轴电流iα和β轴电流iβ进行Park变换，得到dq旋转坐标轴系下的d轴电流id和q轴电流iq；
3)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref；
4)对d轴电压Ud、q轴电压Uq进行反Park变换，得到静止两相坐标下的α轴电压uα和β轴电压uβ；
5)将α轴电压uα和β轴电压uβ输入到SVPWM模块得到UVW三相桥臂的占空比，进而控制永磁同步电机的旋转。
3.根据权利要求2所述的一种永磁同步电机离线参数辨识方法，其特征在于，Park变换如下所示：式中，θi为角度。
4.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机离线参数辨识方法，其特征在于：记录不同占空比对应的反馈电流稳定值的过程中，若PWM比较值达到设定的最大值，但电流iR没有达到电机额定电流的h1％或h2％，则PWM比较值恢复为0，关闭PWM，并置位辨识错误标志位。 说明书 : 一种永磁同步电机离线参数辨识方法技术领域[0001] 本发明涉及永磁同步电机领域，具体是一种永磁同步电机离线参数辨识方法。背景技术[0002] 永磁同步电机具有结构简单、功率密度高、大转矩惯量比和效率高等优点，在工业生产、航空航天、新能源交通等领域具有广泛的应用。由于位置传感器容易受到干扰，同时增加电机控制的硬件成本。因此，在永磁同步电机控制中采用无位置传感器的控制技术可以提高电机运行的可靠性、避免电机运行时受位置传感器的噪声干扰、降低电机控制器的成本。[0003] 在无位置传感器的控制中，电机控制的性能以及电机转子位置的观测都依赖于电机模型参数的准确性，需要对电机参数进行辨识。通过离线参数辨识可以获得较为准确的电机参数，进而可以进行电机速度环电流环调节器的参数整定以及电机转子位置的估算。[0004] 目前参数辨识的方法主要分为离线参数辨识和在线参数辨识。在线参数辨识是在电机运行过程中进行电机参数的实时辨识，在无位置传感器控制时，由于辨识模型的欠秩导致辨识过程较为复杂且精度较低。离线参数辨识是在电机空载或者静止状态下进行参数辨识。离线参数辨识主要包括有限元法和实验检验法。有限元法利用有限元软件完成磁链计算和电磁参数计算，该方法计算量大、耗时长，大多用于电机设计阶段。相比之下，实验法测量法较为简便且电磁参数结果较为准确，但是电阻和电感的参数测量容易受死区的影响，且磁链的辨识需要位置传感器提供电机的角度。发明内容[0005] 本发明的目的是提供一种永磁同步电机离线参数辨识方法，包括以下步骤：[0006] 1)建立永磁同步电机的V/f控制系统，并利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转；[0007] 2)对永磁同步电机转子进行预定位，并设置PWM开关模式；[0008] 3)根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻；[0009] 4)计算固定占空比下的实际作用电压和相电感；[0010] 5)在永磁同步电机空载时，采用V/f控制系统逐步增加电压和频率，直到永磁同步电机的转子转速达到磁链辨识的转速，计算永磁同步电机的磁链。[0011] 进一步，利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转的步骤包括：[0012] 1)采集A相定子电流iA、B相电子电流iB和C相定子电流iC，并进行Clark变换，得到αβ静止两相坐标轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ；[0013] 2)对α轴电流iα和β轴电流iβ进行Park变换，得到dq旋转坐标轴系下的d轴电流id和q轴电流iq；[0014] 3)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref；[0015] 4)对d轴电压Ud、q轴电压Uq进行反Park变换，得到静止两相坐标下的α轴电压uα和β轴电压uβ；[0016] 5)将α轴电压uα和β轴电压uβ输入到SVPWM模块得到UVW三相桥臂的占空比，进而控制永磁同步电机的旋转。[0017] 进一步，Park变换如下所示：[0018][0019] 式中，θi为角度。[0020] 进一步，对永磁同步电机转子进行预定位的方法包括六步定位法。[0021] 进一步，对永磁同步电机转子进行预定位的步骤包括：按电机旋转方向依次定时产生六个预设幅值的基本电压矢量，使最后一个基本电压矢量对应的角度为‑30度方向。[0022] 进一步，所述PWM开关模式设置为定子三相绕组选通AB两相，C相悬空，其中，C相配置为上下桥臂均不导通；B相上桥臂强制不导通，下桥臂强制导通；A相上桥臂由比较逻辑驱动，下桥臂强制不导通。[0023] 进一步，根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻的步骤包括：[0024] 1)初始化设置：设置PWM的比较值为零，电流滤波器清零，设置PWM比较值的最大值以及电阻估算时间的最大值；[0025] 2)采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；[0026] 3)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；[0027] 4)判断电流iR是否到达电机额定电流的h1％，若是，则进入步骤5)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤2)；[0028] 5)维持当前PWM占空比t1时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum1，并记录当前PWM占空比D1；[0029] 6)增加PWM的比较值，并采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；[0030] 7)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；[0031] 8)判断电流iR是否到达电机额定电流的h2％，若是，则进入步骤9)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤7)；h2％>h1％>0；[0032] 9)维持当前PWM占空比t2时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum2，并记录当前PWM占空比D2；[0033] 10)根据电流isum1、电流isum2、PWM占空比D1、PWM占空比D2，利用差值欧姆定律计算得到相电阻 Vdc为电压。[0034] 进一步，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值的过程中，若PWM比较值达到设定的最大值，但电流iR没有达到电机额定电流的h1％或h2％，则PWM比较值恢复为0，关闭PWM，并置位辨识错误标志位。[0035] 进一步，计算固定占空比下的实际作用电压和相电感的步骤包括：[0036] 1)设置PWM的比较值为零，计数器清零，静置，直到反馈电流稳定为零；[0037] 2)给定PWM的占空比为D2，实时读取反馈电流，计数器开始计时，直到反馈电流达到isum2的0.632倍时，计数器停止计时，并记录计数器当前计时tL；[0038] 3)计算固定占空比下的实际作用电压VD2，即：[0039][0040] 4)将PWM比较值恢复为0，关闭PWM，计算电机的相电感L，即：[0041] L＝(tL‑td)*R(3)[0042] 其中，无效时间td如下所示：[0043] td＝(V’D2‑VD2)ts(4)[0044] 式中，ts为采样周期；电压V’D2＝D2Vdc。[0045] 进一步，计算永磁同步电机的磁链的步骤包括：[0046] 1)将PWM改为逻辑驱动模式，通过修改PWM比较值的方式控制每个桥臂的占空比，产生不同的电压矢量；[0047] 2)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref，根据转速修改反Park变换的角度，在转速提升的过程中，增加电压Uqref的值，直到电机到达磁链辨识的转速，即电机转子的转速达到额定转速的g％；[0048] 3)建立电机开环情况下的dq电压方程，即：[0049][0050] 式中，ωe为电角速度；ψf为永磁体磁链；Ld、Lq分别为d轴和q轴电感；θerr为定子磁场与转子磁场的角度差；[0051] 4)计算永磁同步电机的磁链ψf，即：[0052][0053] 式中，iq为电流。[0054] 本发明的技术效果是毋庸置疑的，本发明提供了一种无位置控制器下的离线永磁同步电机参数辨识方法，该方法主要包括电机电阻辨识、电感辨识和磁链辨识。通过该方法可以有效提高电机在无位置控制器下电机参数辨识的精度。[0055] 本发明中的电阻和电感辨识方法可以有效避免驱动器死区对辨识精度的影响。由于预定位的作用，在电阻电感辨识过程中不会发生电机的旋转，有效提高参数辨识的精度。[0056] 本发明在磁链辨识过程中未使用位置传感器，同步电机采用开环V/f控制的方式，将电机拖动到磁链观测的转速。利用开环情况下含有功率角的电压方程，有效求解电机磁链。[0057] 本发明可在永磁同步电机无位置传感器控制参数辨识等领域广泛推广及应用。附图说明[0058] 图1是六步预定位过程示意图；[0059] 图2是电阻电感辨识拓扑示意图；[0060] 图3是电阻辨识中电流示意图；[0061] 图4是V/f控制系统示意图。具体实施方式[0062] 下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。[0063] 实施例1：[0064] 参见图1至图4，一种永磁同步电机离线参数辨识方法，包括以下步骤：[0065] 1)建立永磁同步电机的V/f控制系统，并利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转；[0066] 利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转的步骤包括：[0067] 1)采集A相定子电流iA、B相电子电流iB和C相定子电流iC，并进行Clark变换，得到αβ静止两相坐标轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ；[0068] 2)对α轴电流iα和β轴电流iβ进行Park变换，得到dq旋转坐标轴系下的d轴电流id和q轴电流iq；[0069] 3)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref；[0070] 4)对d轴电压Ud、q轴电压Uq进行反Park变换，得到静止两相坐标下的α轴电压uα和β轴电压uβ；[0071] 5)将α轴电压uα和β轴电压uβ输入到SVPWM模块得到UVW三相桥臂的占空比，进而控制永磁同步电机的旋转。[0072] Park变换如下所示：[0073][0074] 式中，θi为角度。[0075] 2)对永磁同步电机转子进行预定位，并设置PWM开关模式；[0076] 对永磁同步电机转子进行预定位的方法包括六步定位法。[0077] 对永磁同步电机转子进行预定位的步骤包括：按电机旋转方向依次定时产生六个预设幅值的基本电压矢量，使最后一个基本电压矢量对应的角度为‑30度方向。[0078] 所述PWM开关模式设置为定子三相绕组选通AB两相，C相悬空，其中，C相配置为上下桥臂均不导通；B相上桥臂强制不导通，下桥臂强制导通；A相上桥臂由比较逻辑驱动，下桥臂强制不导通。[0079] 3)根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻；[0080] 根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻的步骤包括：[0081] 3.1)初始化设置：设置PWM的比较值为零，电流滤波器清零，设置PWM比较值的最大值以及电阻估算时间的最大值；[0082] 3.2)采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；[0083] 3.3)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；[0084] 3.4)判断电流iR是否到达电机额定电流的h1％，若是，则进入步骤3.5)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤3.2)；[0085] 3.5)维持当前PWM占空比t1时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum1，并记录当前PWM占空比D1；[0086] 3.6)增加PWM的比较值，并采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；[0087] 3.7)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；[0088] 3.8)判断电流iR是否到达电机额定电流的h2％，若是，则进入步骤3.9)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤3.7)；h2％>h1％>0；[0089] 3.9)维持当前PWM占空比t2时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum2，并记录当前PWM占空比D2；[0090] 3.10)根据电流isum1、电流isum2、PWM占空比D1、PWM占空比D2，利用差值欧姆定律计算得到相电阻 Vdc为电压。[0091] 在记录不同占空比对应的反馈电流稳定值的过程中，若PWM比较值达到设定的最大值，但电流iR没有达到电机额定电流的h1％或h2％，则PWM比较值恢复为0，关闭PWM，并置位辨识错误标志位。[0092] 4)计算固定占空比下的实际作用电压和相电感；[0093] 计算固定占空比下的实际作用电压和相电感的步骤包括：[0094] 4.1)设置PWM的比较值为零，计数器清零，静置，直到反馈电流稳定为零；[0095] 4.2)给定PWM的占空比为D2，实时读取反馈电流，计数器开始计时，直到反馈电流达到isum2的0.632倍时，计数器停止计时，并记录计数器当前计时tL；[0096] 4.3)计算固定占空比下的实际作用电压VD2，即：[0097][0098] 4.4)将PWM比较值恢复为0，关闭PWM，计算电机的相电感L，即：[0099] L＝(tL‑td)*R(3)[0100] 其中，无效时间td如下所示：[0101] td＝(V’D2‑VD2)ts(4)[0102] 式中，ts为采样周期；电压V’D2＝D2Vdc。[0103] 5)在永磁同步电机空载时，采用V/f控制系统逐步增加电压和频率，直到永磁同步电机的转子转速达到磁链辨识的转速，计算永磁同步电机的磁链。[0104] 计算永磁同步电机的磁链的步骤包括：[0105] 5.1)将PWM改为逻辑驱动模式，通过修改PWM比较值的方式控制每个桥臂的占空比，产生不同的电压矢量；[0106] 5.2)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref，根据转速修改反Park变换的角度，在转速提升的过程中，增加电压Uqref的值，直到电机到达磁链辨识的转速，即电机转子的转速达到额定转速的g％；[0107] 5.3)建立电机开环情况下的dq电压方程，即：[0108][0109] 式中，ωe为电角速度；ψf为永磁体磁链；Ld、Lq分别为d轴和q轴电感；θerr为定子磁场与转子磁场的角度差；[0110] 5.4)结合Ud＝0和Uq＝Uqref可以得到磁链的表达式为：[0111][0112] 式中，iq为电流。[0113] 实施例2：[0114] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，包括以下步骤：[0115] 1)建立永磁同步电机的V/f控制系统，并利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转；[0116] 2)对永磁同步电机转子进行预定位，并设置PWM开关模式；[0117] 3)根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻；[0118] 4)计算固定占空比下的实际作用电压和相电感；[0119] 5)在永磁同步电机空载时，采用V/f控制系统逐步增加电压和频率，直到永磁同步电机的转子转速达到磁链辨识的转速，计算永磁同步电机的磁链。[0120] 实施例3：[0121] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例2，其中，利用所述V/f控制系统控制永磁同步电机旋转的步骤包括：[0122] 1)采集A相定子电流iA、B相电子电流iB和C相定子电流iC，并进行Clark变换，得到αβ静止两相坐标轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ；[0123] 2)对α轴电流iα和β轴电流iβ进行Park变换，得到dq旋转坐标轴系下的d轴电流id和q轴电流iq；[0124] 3)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref；[0125] 4)对d轴电压Ud、q轴电压Uq进行反Park变换，得到静止两相坐标下的α轴电压uα和β轴电压uβ；[0126] 5)将α轴电压uα和β轴电压uβ输入到SVPWM模块得到UVW三相桥臂的占空比，进而控制永磁同步电机的旋转。[0127] 实施例4：[0128] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例3，其中，Park变换如下所示：[0129][0130] 式中，θi为角度。[0131] 实施例5：[0132] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例2，其中，对永磁同步电机转子进行预定位的方法包括六步定位法。[0133] 实施例6：[0134] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例2，其中，对永磁同步电机转子进行预定位的步骤包括：按电机旋转方向依次定时产生六个预设幅值的基本电压矢量，使最后一个基本电压矢量对应的角度为‑30度方向。[0135] 实施例7：[0136] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例2，其中，所述PWM开关模式设置为定子三相绕组选通AB两相，C相悬空，其中，C相配置为上下桥臂均不导通；B相上桥臂强制不导通，下桥臂强制导通；A相上桥臂由比较逻辑驱动，下桥臂强制不导通。[0137] 实施例8：[0138] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例2，其中，根据反馈电流调整占空比，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值，并计算电机的相电阻的步骤包括：[0139] 1)初始化设置：设置PWM的比较值为零，电流滤波器清零，设置PWM比较值的最大值以及电阻估算时间的最大值；[0140] 2)采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；[0141] 3)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；[0142] 4)判断电流iR是否到达电机额定电流的h1％，若是，则进入步骤5)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤2)；[0143] 5)维持当前PWM占空比t1时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum1，并记录当前PWM占空比D1；[0144] 6)增加PWM的比较值，并采集A相电流iA和B相电流iB，其中，A相电流iA＝‑iB；[0145] 7)计算反馈电流iRF＝(iA‑iB)/2，并利用电流滤波器滤除反馈电流的高频谐波，得到电流iR；[0146] 8)判断电流iR是否到达电机额定电流的h2％，若是，则进入步骤9)，否则，增加PWM的比较值，并返回步骤7)；h2％>h1％>0；[0147] 9)维持当前PWM占空比t2时间，直到电流稳定，采样T个周期的电流值isum2，并记录当前PWM占空比D2；[0148] 10)根据电流isum1、电流isum2、PWM占空比D1、PWM占空比D2，利用差值欧姆定律计算得到相电阻[0149] 实施例9：[0150] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例8，其中，记录不同占空比对应的反馈电流稳定值的过程中，若PWM比较值达到设定的最大值，但电流iR没有达到电机额定电流的h1％或h2％，则PWM比较值恢复为0，关闭PWM，并置位辨识错误标志位。[0151] 实施例10：[0152] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例2，其中，计算固定占空比下的实际作用电压和相电感的步骤包括：[0153] 1)设置PWM的比较值为零，计数器清零，静置，直到反馈电流稳定为零；[0154] 2)给定PWM的占空比为D2，实时读取反馈电流，计数器开始计时，直到反馈电流达到isum2的0.632倍时，计数器停止计时，并记录计数器当前计时tL；[0155] 3)计算固定占空比下的实际作用电压VD2，即：[0156][0157] 4)将PWM比较值恢复为0，关闭PWM，计算电机的相电感L，即：[0158] L＝(tL‑td)*R(3)[0159] 其中，无效时间td如下所示：[0160] td＝(V’D2‑VD2)ts(4)[0161] 式中，ts为采样周期；电压V’D2＝D2Vdc。[0162] 实施例11：[0163] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，主要步骤见实施例2，其中，计算永磁同步电机的磁链的步骤包括：[0164] 1)将PWM改为逻辑驱动模式，通过修改PWM比较值的方式控制每个桥臂的占空比，产生不同的电压矢量；[0165] 2)给定d轴电压Ud＝0，q轴电压Uq＝Uqref，根据转速修改反Park变换的角度，在转速提升的过程中，增加电压Uqref的值，直到电机到达磁链辨识的转速，即电机转子的转速达到额定转速的g％；[0166] 3)建立电机开环情况下的dq电压方程，即：[0167][0168] 式中，ωe为电角速度；ψf为永磁体磁链；Ld、Lq分别为d轴和q轴电感；θerr为定子磁场与转子磁场的角度差；[0169] 4)计算永磁同步电机的磁链ψf，即；[0170] 结合Ud＝0和Uq＝Uqref可以得到磁链的表达式为：[0171][0172] 式中，iq为电流。[0173] 实施例12：[0174] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，步骤包括：[0175] 1)建立永磁同步电机的V/f控制系统[0176] 2)采用V/f六步定位，将电机转子定位至‑30°附近。设置PWM开关模式为定子三相绕组选通AB两相，C相悬空。[0177] 3)根据反馈电流调整占空比，记录两次不同占空比时候的反馈电流稳定值。计算电机的相电阻。[0178] 4)根据辨识电阻时候的占空比以及辨识结果，结算固定占空比下的实际作用电压。定子三相绕组选通AB两相，C相悬空。阶跃给定固定占空比，记录电流到达对应电流的0.632倍的时间，计算电感值。[0179] 5)在永磁同步电机空载时，采用V/f控制的方法，逐步增加电压和频率，将永磁同步电机的转子带到额定转速的10％。根据电机在开环状态下的dq轴电压方程，计算电机的磁链。[0180] 所述步骤(1)具体实现方法为：[0181] 将采集到的A相定子电流iA、B相定子电流iB和C相定子电流iC通过Clark变换得到αβ静止两相坐标轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ。电流iα和电流iβ通过Park变换得到dq旋转坐标轴系下的d轴电流id和q轴电流iq。[0182] V/f控制为开环控制，此时给定d轴电压和q轴电压，Ud＝0，Uq＝Uqref。d轴电压和q轴电压进行反Park变换得到静止两相坐标下的电压uα和uβ，通过SVPWM模块得到UVW三相桥臂的占空比，经过逆变器的输出控制电机的旋转。[0183] 所述步骤(2)具体实现方法为：[0184] 由于永磁同步电机在电流流过A相和B相绕组后会产生‑30°方向的电压矢量，造成电机的旋转以及电阻辨识精度降低。因此，在电阻参数辨识之前需要采用六步点位法实现转子的预定位，即按电机旋转方向依次定时产生六个预设幅值的基本电压矢量，并且最后一次基本电压矢量对应的角度为‑30度方向。[0185] 修改PWM模块配置，将C相配置为上下桥臂均不导通；B相上桥臂强制不导通，下桥臂强制导通；A相上桥臂由比较逻辑驱动，下桥臂强制不导通。[0186] 所述步骤(3)具体实现方法为：[0187] 首先，进行初始化设置，设置PWM的比较值为零，电流滤波器清零。为防止电机电流过大，设置PWM比较值的最大值以及电阻估算时间的最大值。[0188] 其次，逐步增加PWM的比较值，采样A相电流iA和B相电流iB，iA＝‑iB，则反馈电流为iRF＝(iA‑iB)/2，通过电流滤波器滤除电流高频谐波后得到电流iR。若电流iR没有到达电机额定电流的10％，则增加PWM的比较值，直到电反馈流到达电机额定电流的10％。维持此时的PWM占空比一段时间，直到电流稳定，采样16个周期的电流值isum1，记录此时的PWM占空比D1。[0189] 然后，在刚才的基础上再逐步增加PWM的比较值，采样A相电流iA和B相电流iB，通过电流滤波器滤除电流高频谐波后得到电流iR。若电流iR没有到达电机额定电流的40％，则增加PWM的比较值，直到电反馈流到达电机额定电流的40％。维持此时的PWM占空比一段时间，直到电流稳定，采样16个周期的电流值isum2，记录此时的PWM占空比D2。[0190] 若在上述过程中PWM比较值达到设定的最大值时，反馈电流依然没有达到设定值，或者电阻辨识的时间过长，则PWM比较值恢复为0，关闭PWM，并置位辨识错误标志位。[0191] 最后，将PWM比较值恢复为0，关闭PWM。根据记录的电流值isum1和isum2，PWM占空比D1和D2，利用差值欧姆定律计算相电阻。[0192] 所述步骤(4)具体实现方法为：[0193] 首先，设置PWM的比较值为零，计数器清零，等待一段时间直到反馈电流稳定为零。[0194] 然后，根据电阻辨识的结果，给定PWM的占空比为D2，实时读取反馈电流，计数器开始计时，直到反馈电流达到isum2的0.632倍时，计数器停止计时。[0195] 最后，将PWM比较值恢复为0，关闭PWM。根据记录的计数器的值和步骤(3)中的电阻值，计算电机的相电感为计数器的时间乘以相电阻。[0196] 所述步骤(5)具体实现方法为：[0197] 首先，将PWM改为逻辑驱动模式，通过修改比较值可以控制每个桥臂的占空比，产生不同的电压矢量。[0198] 然后，给定d轴电压和q轴电压，Ud＝0，Uq＝Uqref，根据转速修改反Park变换的角度，在转速逐渐提升的过程中，逐渐增加Uqref的值，直到电机到达磁链辨识的转速。[0199] 接着，根据电机开环情况下的dq电压方程，如下所示：[0200][0201] 结合Ud＝0和Uq＝Uqref可以得到磁链的表达式为：[0202][0203] 最后，在计算完成后，将PWM比较值恢复为0，关闭PWM。[0204] 实施例13：[0205] 一种永磁同步电机离线参数辨识方法，步骤包括：[0206] 步骤(1)：建立永磁同步电机的V/f控制系统；[0207] 将采集到的A相定子电流iA、B相电子电流iB和C相定子电流iC通过Clark变换得到αβ静止两相坐标轴系下的α轴电流iα和β轴电流iβ。电流iα和电流iβ通过Park变换得到dq旋转坐标轴系下的d轴电流id和q轴电流iq。[0208] V/f控制为开环控制，即电流和角度均没有实现闭环控制，此时给定d轴电压和q轴电压，Ud＝0，Uq＝Uqref。d轴电压和q轴电压进行反Park变换得到静止两相坐标下的电压uα和uβ，通过SVPWM模块得到UVW三相桥臂的占空比，经过逆变器的输出控制电机的旋转。[0209] Uqref的选择需要根据开环给定的转速逐渐增加，以保证在空载情况下可以稳定拖动电机。[0210] 步骤(2)：采用V/f六步定位，将电机转子定位至‑30°附近。设置PWM开关模式为定子三相绕组选通AB两相，C相悬空；[0211] 由于永磁同步电机在电流流过A相和B相绕组后会产生‑30°方向的电压矢量，造成电机的旋转以及电阻辨识精度降低。因此，在电阻参数辨识之前需要采用六步点位法实现转子的预定位，即按电机旋转方向依次定时产生六个预设幅值的基本电压矢量，并且最后一次基本电压矢量对应的角度为‑30度方向，如图1所示。[0212] 修改PWM模块配置，将C相配置为上下桥臂均不导通；B相上桥臂强制不导通，下桥臂强制导通；A相上桥臂由比较逻辑驱动，下桥臂强制不导通，如图2所示。[0213] 步骤(3)：根据反馈电流调整占空比，记录两次不同占空比时候的反馈电流稳定值。计算电机的相电阻；[0214] 首先，进行初始化设置，设置PWM的比较值为零，使得A相占空比为0。电流滤波器清零。为防止电机电流过大，设置PWM比较值的最大值以及电阻估算时间的最大值。[0215] 其次，逐步增加PWM的比较值，采样A相电流iA和B相电流iB，iA＝‑iB，则反馈电流为iRF＝(iA‑iB)/2，通过电流滤波器滤除电流高频谐波后得到电流iR。若电流iR没有到达电机额定电流的10％，则继续增加PWM的比较值，直到电反馈流到达电机额定电流的10％。维持此时的PWM占空比300ms，电流稳定，采样16个周期的电流值isum1，记录此时的PWM占空比D1。[0216] 然后，在D1的基础上再逐步增加PWM的比较值，采样A相电流iA和B相电流iB，通过电流滤波器滤除电流高频谐波后得到电流iR。若电流iR没有到达电机额定电流的40％，则增加PWM的比较值，直到电反馈流到达电机额定电流的40％。维持此时的PWM占空比一段时间，直到电流稳定，采样16个周期的电流值isum2，记录此时的PWM占空比D2，两次电流的波形如图3所示。[0217] 若在上述增加PWM比较值的过程中，PWM比较值达到设定的最大值时，反馈电流依然没有达到设定值，或者电阻辨识的时间过长，则PWM比较值恢复为0，关闭PWM，并置位辨识错误标志位。[0218] 最后，将PWM比较值恢复为0，关闭PWM。根据记录的电流值isum1和isum2，PWM占空比D1和D2，利用差值欧姆定律计算相电阻，公式如下。[0219][0220] 由于D1和D2中含有死区的作用时间，利用差值欧姆定律计算相电阻，可以有效。[0221] 步骤(4)：根据辨识电阻时候的占空比以及辨识结果，结算固定占空比下的实际作用电压。定子三相绕组选通AB两相，C相悬空。阶跃给定固定占空比，记录电流到达对应电流的0.632倍的时间，计算电感值；[0222] 首先，设置PWM的比较值为零，并将计数器清零，等待一段时间直到反馈电流稳定为零。[0223] 然后，根据电阻辨识的结果，给定PWM的占空比为D2，实时读取反馈电流，计数器开始计时，直到反馈电流达到isum2的0.632倍时，计数器停止计时。[0224] 在静止状态下时，RL电路的电压阶跃输入时的电流响应为：[0225][0226] 当t＝L/R时，电流i≈0.632U/R，即电流到达稳定值的0.632倍时，电感值可以表示为：[0227] L＝tτ*R[0228] 其中tτ为电流从0到达到达稳定值的0.632倍的时间。[0229] 根据步骤(3)中的电阻和电流值大小反算真实作用的电压值：[0230][0231] 无效时间为：[0232] td＝(VD1‑VD2)ts[0233] 其中ts为采样周期/电流环计算周期。[0234] 最后，将PWM比较值恢复为0，关闭PWM。根据记录的计数器的值tL和步骤(3)中的电阻值，计算电机的相电感为计数器的时间乘以相电阻。[0235] L＝(tL‑td)*R[0236] 步骤(5)：在永磁同步电机空载时，采用V/f控制的方法，逐步增加电压和频率，将永磁同步电机的转子带到额定转速的10％。根据电机在开环状态下的dq轴电压方程，计算电机的磁链；[0237] 首先，将PWM改为逻辑驱动模式，通过修改比较值可以控制每个桥臂的占空比，产生不同的电压矢量。[0238] 然后，给定d轴电压和q轴电压，Ud＝0，Uq＝Uqref，根据转速修改反Park变换的角度，在转速逐渐提升的过程中，逐渐增加Uqref的值，直到电机到达磁链辨识的转速，V/f控制系统的框图如图4所示。[0239] 接着，根据电机开环情况下的dq电压方程，如下所示：[0240][0241] 将上式变形可得：[0242][0243] 结合Ud＝0和Uq＝Uqref并消除功率角，可以得到磁链的表达式为：[0244][0245] 最后，在计算完成后，将PWM比较值恢复为0，关闭PWM。

专利地区：重庆

专利申请日期：2022-07-15

专利公开日期：2024-06-18

专利公告号：CN115411995B