可左右滑动选省市

通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统

更新时间:2024-07-01
通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统 专利申请类型:发明专利;
源自:重庆高价值专利检索信息库;

专利名称:通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统

专利类型:发明专利

专利申请号:CN202111524549.7

专利申请(专利权)人:重庆大学
权利人地址:重庆市沙坪坝区沙正街174号

专利发明(设计)人:唐春森,史可,王智慧,李小飞,戴欣,孙跃,苏玉刚,周远钊,费迎军

专利摘要:本发明涉及磁耦合无线充电技术领域,具体公开了一种通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,提出了一种磁集成结构,包括与发射线圈反向串联的集成反向线圈和连接在接收器补偿电路中的集成电感线圈,集成反向线圈可以减轻充电距离或未对准引起的互感变化,实现道路上接收线圈和发射线圈之间稳定的等效互感,实现EVDWC系统中功率波动的抑制,集成电感线圈实现了耦合器的紧凑性并实现零电压开关(ZVS)条件配置;集成电感线圈替代了LCC谐振补偿网络中外部笨重的补偿电感,另外使系统的总输入阻抗呈现出微感性,有利于逆变器工作在ZVS条件下;提出了一种耦合器的参数设计方法,不仅能有效抑制输出功率波动,还实现了更好的ZVS工作条件。

主权利要求:
1.通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,包括路轨发射端和汽车接
收端,其特征在于,所述路轨发射端包括沿道路方向等距离平铺的N个发射器,N≥2;
每个发射器结构相同,均包括平面型的发射线圈、集成反向线圈和发射端磁芯板,所述集成反向线圈反向串联在所述发射线圈的中空区域,所述发射端磁芯板嵌设在所述发射线圈与所述集成反向线圈之间;
所述汽车接收端包括接收器,所述接收器包括平面型的接收线圈(Ls)、集成电感线圈
(Lf3)、接收端磁芯板,所述集成电感线圈(Lf3)位于所述接收线圈(Ls)的中空区域,所述接收端磁芯板覆盖所述接收线圈(Ls)及所述集成电感线圈(Lf3);
当所述接收线圈(Ls)到达一个发射器的中心时,下一个发射器被激活,前一个发射器断开,在同一时间只有相邻的两个发射器被激活。
2.根据权利要求1所述的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,其
特征在于:所述路轨发射端还包括N个交流逆变源及N个LCC原边补偿网络,一个所述交流逆变源通过一个所述LCC原边补偿网络连接一个所述发射器;
所述汽车接收端还包括副边补偿网络及后级负载电路,所述副边补偿网络包括副边串
联补偿电容(Cs)及副边并联补偿电容(Cf3);所述后级负载电路连接在所述集成电感线圈(Lf3)的一端与所述接收线圈(Ls)的一端之间,所述副边串联补偿电容(Cs)串联在所述集成电感线圈(Lf3)的另一端与所述接收线圈(Ls)的另一端之间;所述副边并联补偿电容(Cf3)的一端连接所述副边串联补偿电容(Cs)与所述集成电感线圈(Lf3)的公共端,另一端连接所述后级负载电路与所述接收线圈(Ls)的公共端,所述集成电感线圈(Lf3)与所述接收线圈(Ls)同向。
3.根据权利要求2所述的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,其
特征在于:将相邻的发射器即第一发射器、第二发射器作为耦合器的发射端,其中,第一发射器的发射线圈(LA1)、集成反向线圈(LA2)分别称作第一发射线圈(LA1)和第一集成反向线圈(LA2),第二发射器的发射线圈(LB1)、集成反向线圈(LB2)分别称作第二发射线圈(LB1)和第二集成反向线圈(LB2),则所述耦合器的发射端的设计过程具体包括步骤:根据电动汽车的要求设计所述接收线圈(Ls)的尺寸和匝数;
根据与接收线圈(Ls)的耦合要求及道路应用需求设计所述第一发射线圈(LA1)的尺寸
和匝数,也即所述第二发射线圈(LB1)的尺寸和匝数;
以获得稳定的MABs为目标,设计所述第一集成反向线圈(LA2)的尺寸和匝数,也即所述第二集成反向线圈(LB2)的尺寸和匝数,其中MABs=MAs+MBs,MAs=MA1s‑MA2s,MBs=MB1s‑MB2s,MA1s、MA2s分别表示所述第一发射线圈(LA1)、所述第一集成反向线圈(LA2)与所述接收线圈(Ls)之间的互感,MB1s、MB2s分别表示所述第二发射线圈(LB1)、所述第二集成反向线圈(LB2)与所述接收线圈(Ls)之间的互感。
4.根据权利要求3所述的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,其
特征在于,所述集成电感线圈(Lf3)的设计过程具体包括步骤:
以确保所述接收器在不同位置时MABf≤εMABs为目标,设计所述集成电感线圈(Lf3)的尺寸和匝数,其中MABf=MAf+MBf,MAf=MA1f3‑MA2f3,MBf=MB1f3‑MB2f3,MA1f3、MA2f3分别表示所述第一发射线圈(LA1)、所述第一集成反向线圈(LA2)与所述集成电感线圈(Lf3)之间的互感,MB1f3、MB2f3分别表示所述第二发射线圈(LB1)、所述第二集成反向线圈(LB2)与所述集成电感线圈(Lf3)之间的互感,ε是保证系统实现ZVS工作状态的最小程度指标。
5.根据权利要求2所述的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,其
特征在于:将反向串联的所述发射线圈与所述集成电感线圈等效为原边发射线圈,所述LCC原边补偿网络包括顺序串联在所述交流逆变源的一端与所述原边发射线圈的一端之间的原边补偿电感、第一原边补偿电容、第二原边补偿电容,还包括第三原边补偿电容;所述第三原边补偿电容的一端连接所述第一原边补偿电容与所述第二原边补偿电容的公共端,另一端连接所述交流逆变源的另一端也即所述原边发射线圈的另一端。
6.根据权利要求2所述的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,其
特征在于:所述后级负载电路包括整流器、滤波电容(Co)和负载(RL);所述整流器包括第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4),其中所述第一二极管(D1)的正极连接所述第二二极管(D2)的负极,所述第一二极管(D1)的负极连接所述第三二极管(D3)的负极,所述第三二极管(D3)的正极连接所述第四二极管(D4)的负极,所述第四二极管(D4)的正极连接所述第二二极管(D2)的正极,所述第一二极管(D1)与所述第二二极管(D2)的公共端连接所述集成电感线圈(Lf3),所述第三二极管(D3)与所述第四二极管(D4)的公共端连接所述副边并联补偿电容(Cf3)与所述接收线圈(Ls)的公共端;所述滤波电容(Co)和所述负载(RL)并联在所述第一二极管(D1)与所述第三二极管(D3)的公共端和所述第二二极管(D2)与所述第四二极管(D4)的公共端之间。
7.根据权利要求1~6任一项所述的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充
电系统,其特征在于:所述发射线圈、所述集成反向线圈、所述接收线圈(Ls)和所述集成电感线圈(Lf3)均为矩形线圈。
8.根据权利要求7所述的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,其
特征在于:所述接收器还包括覆盖在所述接收端磁芯板上的屏蔽板。 说明书 : 通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统技术领域[0001] 本发明涉及磁耦合无线充电技术领域,尤其涉及一种通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统。背景技术[0002] 电动汽车动态无线充电系统实现了电动汽车(EV)行驶过程中的持续无线供电。当装有接收线圈的电动汽车通过路面时,来自埋在路面下的传输线的电能通过气隙不断地传输给电池。因此,电动汽车可以连续工作,大大提高了其实用性和便利性。EVDWC系统为电动汽车电池成本高、续航里程短、充电安全隐患等问题提供了有效的解决方案。在EVDWC系统中,有两种常见的结构,称为长轨道回路结构和短导轨结构。长轨道环结构由一个线圈构成,线圈在EV运动方向上的尺寸比EV长得多。相反,短导轨结构由一系列尺寸接近EV的线圈组成。具有短路个体结构的EVDWC系统本身仅提供与接收线圈耦合的发射线圈。这一特性有助于提高EVDWC系统的效率,避免来自非耦合部分的电磁场辐射。它具有合适的耦合系数,适合同时为多辆电动汽车供电。因此,短导轨结构是EVDWC系统适应未来实际应用的理想布局。[0003] 但是,在动态电力传输过程中,分段布局中的发射线圈与接收线圈之间的相对位置会发生变化,从而导致它们之间的互感发生变化。互感下降会引起输出功率波动。功率波动使电动汽车无法在下降区域有效充电,并可能影响电池寿命。[0004] 在前人研究的基础上,短导轨结构EVDWC系统功率波动的解决方案主要从以下三个方面进行研究。第一个是通过改变主耦合器的形状来减少发射线圈和接收线圈之间固有耦合系数的变化。这些方法的重点是线圈形状、排列、磁芯结构和绕线方法。二是采用控制策略或多相励磁。所提出的控制策略的可行性已经得到验证,但仍然存在两个严重的问题。一是额外的设备传感器和控制器大大增加了EVDWC系统的复杂性。另一个是EVDWC系统中接收器的快速移动速度使得控制策略难以实现和应用。第三个是优化补偿网络参数的容差或设计阻抗匹配电路。优化补偿参数已被证明可以提高EVDWC系统输出的稳定性,但效果有限。发明内容[0005] 本发明提供一种通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,解决的技术问题在于:如何从其他方面抑制EVDWC系统的功率波动,以克服现有三个方面研究存在的问题。[0006] 为解决以上技术问题,本发明提供一种通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,包括路轨发射端和汽车接收端,其特征在于,所述路轨发射端包括沿道路方向等距离平铺的N个发射器,N≥2;[0007] 每个发射器结构相同,均包括平面型的发射线圈、集成反向线圈和发射端磁芯板,所述集成反向线圈反向串联在所述发射线圈的中空区域,所述发射端磁芯板嵌设在所述发射线圈与所述集成反向线圈之间;[0008] 所述汽车接收端包括接收器,所述接收器包括平面型的接收线圈(Ls)、集成电感线圈(Lf3)、接收端磁芯板,所述集成电感线圈(Lf3)位于所述接收线圈(Ls)的中空区域,所述接收端磁芯板覆盖所述接收线圈(Ls)及所述集成电感线圈(Lf3);[0009] 当所述接收线圈(Ls)到达一个发射器的中心时,下一个发射器被激活,前一个发射器断开,在同一时间只有相邻的两个发射器被激活。[0010] 优选的,所述路轨发射端还包括N个交流逆变源及N个LCC原边补偿网络,一个所述交流逆变源通过一个所述LCC原边补偿网络连接一个所述发射器;[0011] 所述汽车接收端还包括副边补偿网络及后级负载电路,所述副边补偿网络包括副边串联补偿电容(Cs)及副边并联补偿电容(Cf3);所述后级负载电路连接在所述集成电感线圈(Lf3)的一端与所述接收线圈(Ls)的一端之间,所述副边串联补偿电容(Cs)串联在所述集成电感线圈(Lf3)的另一端与所述接收线圈(Ls)的另一端之间;所述副边并联补偿电容(Cf3)的一端连接所述副边串联补偿电容(Cs)与所述集成电感线圈(Lf3)的公共端,另一端连接所述后级负载电路与所述接收线圈(Ls)的公共端,所述集成电感线圈(Lf3)与所述接收线圈(Ls)同向。[0012] 优选的,将相邻的发射器即第一发射器、第二发射器作为耦合器的发射端,其中,第一发射器的发射线圈(LA1)、集成反向线圈(LA2)分别称作第一发射线圈(LA1)和第一集成反向线圈(LA2),第二发射器的发射线圈(LB1)、集成反向线圈(LB2)分别称作第二发射线圈(LB1)和第二集成反向线圈(LB2),则所述耦合器的发射端的设计过程具体包括步骤:[0013] 根据电动汽车的要求设计所述接收线圈(Ls)的尺寸和匝数;[0014] 根据与接收线圈(Ls)的耦合要求及道路应用需求设计所述第一发射线圈(LA1)的尺寸和匝数,也即所述第二发射线圈(LB1)的尺寸和匝数;[0015] 以获得稳定的MABs为目标,设计所述第一集成反向线圈(LA2)的尺寸和匝数,也即所述第二集成反向线圈(LB2)的尺寸和匝数,其中MABs=MAs+MBs,MAs=MA1s‑MA2s,MBs=MB1s‑MB2s,MA1s、MA2s分别表示所述第一发射线圈(LA1)、所述第一集成反向线圈(LA2)与所述接收线圈(Ls)之间的互感,MB1s、MB2s分别表示所述第二发射线圈(LB1)、所述第二集成反向线圈(LB2)与所述接收线圈(Ls)之间的互感。[0016] 优选的,所述集成电感线圈(Lf3)的设计过程具体包括步骤:[0017] 以确保所述接收器在不同位置时MABf≤εMABs为目标,设计所述集成电感线圈(Lf3)的尺寸和匝数,其中MABf=MAf+MBf,MAf=MA1f3‑MA2f3,MBf=MB1f3‑MB2f3,MA1f3、MA2f3分别表示所述第一发射线圈(LA1)、所述第一集成反向线圈(LA2)与所述集成电感线圈(Lf3)之间的互感,MB1f3、MB2f3分别表示所述第二发射线圈(LB1)、所述第二集成反向线圈(LB2)与所述集成电感线圈(Lf3)之间的互感,ε是保证系统实现ZVS工作状态的最小程度指标。[0018] 优选的,将反向串联的所述发射线圈与所述集成电感线圈等效为原边发射线圈,所述LCC原边补偿网络包括顺序串联在所述交流逆变源的一端与所述原边发射线圈的一端之间的原边补偿电感、第一原边补偿电容、第二原边补偿电容,还包括第三原边补偿电容;所述第三原边补偿电容的一端连接所述第一原边补偿电容与所述第二原边补偿电容的公共端,另一端连接所述交流逆变源的另一端也即所述原边发射线圈的另一端。[0019] 优选的,所述后级负载电路包括整流器、滤波电容(Co)和负载(RL);所述整流器包括第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4),其中所述第一二极管(D1)的正极连接所述第二二极管(D2)的负极,所述第一二极管(D1)的负极连接所述第三二极管(D3)的负极,所述第三二极管(D3)的正极连接所述第四二极管(D4)的负极,所述第四二极管(D4)的正极连接所述第二二极管(D2)的正极,所述第一二极管(D1)与所述第二二极管(D2)的公共端连接所述集成电感线圈(Lf3),所述第三二极管(D3)与所述第四二极管(D4)的公共端连接所述副边并联补偿电容(Cf3)与所述接收线圈(Ls)的公共端;所述滤波电容(Co)和所述负载(RL)并联在所述第一二极管(D1)与所述第三二极管(D3)的公共端和所述第二二极管(D2)与所述第四二极管(D4)的公共端之间。[0020] 优选的,所述发射线圈、所述集成反向线圈、所述接收线圈(Ls)和所述集成电感线圈(Lf3)均为矩形线圈。[0021] 优选的,所述接收器还包括覆盖在所述接收端磁芯板上的屏蔽板。[0022] 本发明提供的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,其有益效果在于:[0023] 1、提出了一种磁集成结构,包括与发射线圈反向串联的集成反向线圈和连接在接收器补偿电路中的集成电感线圈(Lf3),集成反向线圈可以减轻充电距离或未对准引起的互感变化,实现道路上接收线圈和发射线圈之间稳定的等效互感,实现EVDWC系统中功率波动的抑制,集成电感线圈(Lf3)实现了耦合器的紧凑性并实现零电压开关(ZVS)条件配置;[0024] 2、发射器和接收器均采用LCC补偿拓扑,它具有谐振频率不受耦合系数和负载条件影响的特点,实现了恒定的输出电流特性;[0025] 3、集成电感线圈替代了LCC谐振补偿网络中外部笨重的补偿电感,另外使系统的总输入阻抗呈现出微感性,有利于逆变器工作在ZVS条件下;[0026] 4、提出了一种耦合器的参数设计方法,不仅能有效抑制输出功率波动,还实现了更好的ZVS工作条件。附图说明[0027] 图1是本发明实施例提供的具有短导轨结构的EVDWC系统的示意图;[0028] 图2是本发明实施例提供的通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统中耦合器的立体图;[0029] 图3是本发明实施例提供的图2对应的EVDWC系统的等效电路拓扑图;[0030] 图4是本发明实施例提供的简化图3的等效电路拓扑图;[0031] 图5是本发明实施例提供的耦合器的设计流程图;[0032] 图6是本发明实施例提供的耦合器的结构和尺寸图;[0033] 图7是本发明实施例提供的耦合系数k与间隙距离g的关系图;[0034] 图8是本发明实施例提供的不同拾取端位置的主互感变化曲线图;[0035] 图9是本发明实施例提供的过渡中心位置的耦合线圈示意图;[0036] 图10是本发明实施例提供的不同宽度集成反向线圈在不同接收器位置的互感变化曲线图;[0037] 图11是本发明实施例提供的匝数nw4和长度l6对次级侧集成电感线圈参数的影响图;[0038] 图12是本发明实施例提供的MABs、MABf和MABf/MABs在不同接收器位置的变化图;[0039] 图13是本发明实施例提供的在理论分析和实验测量下,K1、MABs和MABf/MABs随接收器位置x的变化图;[0040] 图14是本发明实施例提供的逆变器输出电压和电流的稳定波形图;[0041] 图15是本发明实施例提供的接收器在发射线圈上方移动期间的系统输出功率和效率图。具体实施方式[0042] 下面结合附图具体阐明本发明的实施方式,实施例的给出仅仅是为了说明目的,并不能理解为对本发明的限定,包括附图仅供参考和说明使用,不构成对本发明专利保护范围的限制,因为在不脱离本发明精神和范围基础上,可以对本发明进行许多改变。[0043] EVDWC系统中发射线圈的设计采用短单体结构,如图1所示,是一种综合考虑EV长度和能量利用率的布局方法。当接收线圈到达发射线圈的中心时,下一个线圈被激活,前一个线圈断开。当接收线圈沿轨道移动时,EV下方的发射线圈依次启动和关闭。在EV伴随的工作区域,只有两个发射线圈被激活,两侧的外线圈没有被激活。该特征对应于其较少的能量浪费和较低的电磁泄漏特性。从结构上看,对两个相邻发射线圈的分析足以满足所有工况,可以验证本例所提电动汽车动态无线充电系统的工作原理。[0044] 本例提供一种通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统,包括路轨发射端和汽车接收端,路轨发射端包括沿道路方向等距离平铺的N个发射器,N≥2。其中,每个发射器结构相同,均包括平面型的发射线圈、集成反向线圈和发射端磁芯板,集成反向线圈反向串联在发射线圈的中空区域,发射端磁芯板嵌设在发射线圈与集成反向线圈之间。[0045] 如图2所示,将相邻的发射器即第一发射器、第二发射器作为耦合器的发射端,其中,第一发射器的发射线圈LA1、集成反向线圈LA2分别称作第一发射线圈LA1和第一集成反向线圈LA2,第二发射器的发射线圈LB1、集成反向线圈LB2分别称作第二发射线圈LB1和第二集成反向线圈LB2。[0046] 如图2所示,汽车接收端包括接收器,接收器包括平面型的接收线圈Ls、集成电感线圈Lf3、接收端磁芯板,集成电感线圈Lf3位于接收线圈Ls的中空区域,接收端磁芯板覆盖接收线圈Ls及集成电感线圈Lf3。接收器还包括覆盖在接收端磁芯板上的屏蔽板。[0047] 当接收线圈Ls到达一个发射器的中心时,下一个发射器被激活,前一个发射器断开,在同一时间只有相邻的两个发射器被激活。[0048] 本例优选的,发射线圈、集成反向线圈、接收线圈Ls和集成电感线圈Lf3均为矩形线圈。[0049] 具有短轨个体结构的EVDWC系统中的功率波动问题本质上是由于EV移动时发射线圈和接收线圈之间的互感的变化。在本例中,通过在发射机构处集成新的耦合线圈(集成反向线圈),在原磁耦合器不变的情况下改变耦合变化特性。发射端增加耦合线圈(集成反向线圈)以获得等效互感差来代替原来的单耦合。在接收端增加一个耦合线圈(集成电感线圈Lf3)来实现补偿电感,无需添加新元件,一体化设计既能有效抑制输出功率波动,又能保证ZVS工作状态。[0050] 事实证明,双面LCC补偿拓扑非常适合EVDWC系统,它具有谐振频率不受耦合系数和负载条件影响的特点,实现了恒定的输出电流特性。该拓扑结构是EVDWC系统的合理选择。本例采用双面LCC拓扑来验证所提出的系统的效果。[0051] 两个线圈集成在耦合器中,分别作为补偿电感和发射线圈的一部分。因此,由于交叉耦合的增加,耦合器具有新的特性。本例采用基波近似(FHA)法进行分析。[0052] 路轨发射端还包括N个交流逆变源及N个LCC原边补偿网络,一个交流逆变源通过一个LCC原边补偿网络连接一个发射器。[0053] 将反向串联的发射线圈与集成电感线圈等效为原边发射线圈,LCC原边补偿网络包括顺序串联在交流逆变源的一端与原边发射线圈的一端之间的原边补偿电感、第一原边补偿电容、第二原边补偿电容,还包括第三原边补偿电容;第三原边补偿电容的一端连接第一原边补偿电容与第二原边补偿电容的公共端,另一端连接交流逆变源的另一端也即原边发射线圈的另一端。[0054] 图2所示耦合器所对应的电路拓扑如图3所示。汽车接收端还包括副边补偿网络及后级负载电路,副边补偿网络包括副边串联补偿电容Cs及副边并联补偿电容Cf3;后级负载电路连接在集成电感线圈Lf3的一端与接收线圈Ls的一端之间,副边串联补偿电容Cs串联在集成电感线圈Lf3的另一端与接收线圈Ls的另一端之间;副边并联补偿电容Cf3的一端连接副边串联补偿电容Cs与集成电感线圈Lf3的公共端,另一端连接后级负载电路与接收线圈Ls的公共端,集成电感线圈Lf3与接收线圈Ls同向。[0055] 后级负载电路包括整流器、滤波电容Co和负载RL;整流器包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4,其中第一二极管D1的正极连接第二二极管D2的负极,第一二极管D1的负极连接第三二极管D3的负极,第三二极管D3的正极连接第四二极管D4的负极,第四二极管D4的正极连接第二二极管D2的正极,第一二极管D1与第二二极管D2的公共端连接集成电感线圈Lf3,第三二极管D3与第四二极管D4的公共端连接副边并联补偿电容Cf3与接收线圈Ls的公共端;滤波电容Co和负载RL并联在第一二极管D1与第三二极管D3的公共端和第二二极管D2与第四二极管D4的公共端之间。[0056] Uin是逆变器交流输出电压,代表交流逆变源。充电期间输出电压的变化是相对于占空比的缓慢变量。在交流稳态分析过程中,可以认为输出电压保持不变。由于恒定输出电流特性,负载可以等效为一个电阻RL。[0057] 图3中,LA1、LA2分别是第一发射器的发射线圈和集成反向线圈,LB1、LB2分别是第二发射器的发射线圈和集成反向线圈,L1、L2分别是两个发射器所连接的LCC原边补偿网络中的原边补偿电感,C1、C2分别是两个LCC原边补偿网络中的第一原边补偿电容,Cp1、Cp2分别是两个LCC原边补偿网络中的第二原边补偿电容。图3所示系统中有 个显著的耦合互感MXY,X代表LA1、LA2、LB1、LB2、Lf3、Ls这6个线圈中的任一个(取下标),Y也代表LA1、LA2、LB1、LB2、Lf3、Ls这6个线圈中的任一个(取下标),但X、Y不能同时代表同一个线圈,具体各组线圈之间的互感表示参见图3。IA、IB为发射线圈电流,Is为接收线圈电流。I1和I2分别是两个补偿网络的逆变器输出电流。I3是最终输出电流。ω是系统工作频率。[0058] 为了更简洁和简化计算过程,相应的互感定义为:[0059][0060] MA1A2、MB1B2、Msf3是电路中直接串联的内部互感,通常也是固定的。因此,它们可以直接等效为电路中的元件如下:[0061][0062] 进一步根据基波近似法和基尔霍夫定律得到系统的简化电路拓扑,如图4所示。L1和C1的串联等效于Lf1,L2和C2的串联等效为Lf2。磁耦合由相关源表示。元件的功率损耗被忽略以简化分析。KCL方程如式(3)所示:[0063] 谐振关系表示为:[0064][0065] 将(4)代入(3),可简化为(5):[0066][0067] 因此,发射线圈电流和输出电流的值计算为:[0068][0069] 显然,参数确定后,发射线圈电流和输出电流仅取决于输入电压。保持原边和副边电路的恒定输出电流特性。[0070] 为简化计算,基于系统参数的对称性,将相应的参数设置为:[0071] Lf1=Lf2=Lf(7)[0072] 系统输出功率表示为:[0073][0074] 其中,MABs=MAs+MBs,K1=1/(ω2Lf2Lse2)。[0075] 在输出功率表达式中,K1仅与系统参数设计有关,在EV行驶过程中不发生变化。由于输出电流恒定特性,Uin和Re也是固定参数。因此,对于本例所提出的具有磁集成设计的EVDWC系统,输出功率波动仅由MABs的平方变化决定。式(8)中数学推导的结果与单耦合方式兼容,动力传输的本质没有改变。在传统的单耦合系统中,平滑用于电力传输的互感是很棘手的。在本实施例中,通过磁耦合器的设计可以获得平滑的等效互感MABs。[0076] 还需要分析加入多重耦合作用下的系统共振状态。由式(5)计算的逆变器总输出电流表示为:[0077][0078] 其中,MABf=MAf+MBf。[0079] Zin代表整个系统的输入阻抗,表示为:[0080][0081] 逆变器输出电压与电流之间的相位角用α表示,可以反映系统的谐振状态。α的正负值分别代表电感性和电容性。此外,其绝对值表示系统偏离共振点的程度。α的切线表示为:[0082][0083] 根据式(11),即使在合理的参数配置下,系统也不会完全工作在理论共振点。因此,可以将MABf与MABs的比例设计得较小,这样可以保证系统正常工作状态和ZVS工作状态。[0084] 根据式(8)和式(11),基于MABf与MABs两个设计变量的设计优化,可以实现ZVS工况的输出功率波动抑制和参数设计。为抑制输出功率波动,应合理设计原边集成反向线圈以获得更稳定的MABs。为实现ZVS工作条件,次级侧集成电感线圈应设计为获得MABf≤εMABs,ε是保证系统实现ZVS工作状态的最小程度指标。[0085] 本发明的关键思想是在建立初始磁耦合器的基础上设计集成反向线圈和集成电感线圈。集成反向线圈的设计决定了可变MABs的值,这是设计的关键部分。根据理论分析的指导,基于有限元仿真软件进行遍历得到优化结果。所提出的磁耦合器的设计过程如图5所示,注:原边侧也称为初级侧,副边侧也称为次级侧。[0086] 第一步,根据电动汽车的要求设计接收线圈Ls的尺寸和匝数;[0087] 第二步,根据与接收线圈Ls的耦合要求及道路应用需求设计第一发射线圈LA1的尺寸和匝数,也即第二发射线圈LB1的尺寸和匝数,当然还有根据实际应用需求确定输入电压、输出电流和传输距离;[0088] 第三步,以获得稳定的MABs为目标,设计第一集成反向线圈LA2的尺寸和匝数,也即第二集成反向线圈LB2的尺寸和匝数,其中MABs=MAs+MBs,MAs=MA1s‑MA2s,MBs=MB1s‑MB2s,MA1s、MA2s分别表示第一发射线圈LA1、第一集成反向线圈LA2与接收线圈Ls之间的互感,MB1s、MB2s分别表示第二发射线圈LB1、第二集成反向线圈LB2与接收线圈Ls之间的互感。[0089] 第四步,以确保接收器在不同位置时MABf≤εMABs为目标,设计集成电感线圈Lf3的尺寸和匝数,其中MABf=MAf+MBf,MAf=MA1f3‑MA2f3,MBf=MB1f3‑MB2f3,MA1f3、MA2f3分别表示第一发射线圈LA1、第一集成反向线圈LA2与集成电感线圈Lf3之间的互感,MB1f3、MB2f3分别表示第二发射线圈LB1、第二集成反向线圈LB2与集成电感线圈Lf3之间的互感,ε是保证系统实现ZVS工作状态的最小程度指标。[0090] 下面进行仿真分析。[0091] 使用MAXWELL建模的整个系统结构如图6所示。描述耦合器尺寸的参数在表1中定义。本例采用适用于4.5kW功率水平的磁耦合器作为典型示例。[0092] 表1[0093][0094] 接收器的结构是根据SAE(J2954(WPT3Z3(VA标准设计的。接收线圈尺寸设计为“400mm*400mm*5mm”。匝数nw3设计为10。磁芯板(铁氧体板)和屏蔽板(铝)分别用于磁场增强和电磁屏蔽。接收端磁芯板的尺寸为“400mm*400mm*10mm”。铝屏蔽的尺寸为“420mm*420mm*5mm”。传输距离为d=150mm。通常,耦合系数和成本是设计主磁耦合器的两个主要指标。在EVDWC系统中,耦合系数k与功率传递能力密切相关。对于一定长度的道路,较短的发射线圈需要更多的谐振补偿网络、磁芯和利兹线,成本高。设计发射线圈的典型例子来构建初始磁耦合器,充分考虑了EV的长度、成本、漏磁和耦合系数。在这种情况下,发射线圈的尺寸设计为“900mm*450mm*5mm”,匝数nw1设计为6。[0095] 在EVDWC系统中,两个相邻发射线圈之间的交叉耦合会导致激活的线圈受到附近非激活线圈的影响。此外,过度的交叉耦合会导致实际应用中难以配置串联谐振补偿电容器。间隙距离越大,互感下降越大,导致输出功率波动越大。为避免过度交叉耦合,应优化相邻两个发射线圈之间的间隙距离g。耦合系数k与间隙距离g的关系如图7所示。结果表明,间隙距离达到30mm后,k值可以忽略不计并缓慢下降。因此,间隙距离g被设置为30mm。[0096] 不同接收器位置的互感变化曲线如图8所示。MA1s和MB1s分别代表接收线圈与相邻两个发射线圈之间的互感,它们的总和反映了电力传输的总耦合。结果表明,主耦合互感在发射线圈过渡过程中出现严重下降,从而导致输出功率波动。[0097] 接下来增加了集成反向线圈,以提高发射线圈和接收线圈之间的耦合性能。集成反向线圈和接收线圈的耦合特性预计与发射线圈和接收线圈之间的耦合特性大致相同。这样,两个耦合叠加得到的等效互感就可以足够稳定地进行电力传输。[0098] 根据诺依曼公式,发射线圈和接收线圈之间的互感可以表示为:[0099][0100] 其中Na、Nb分别为发射线圈和接收线圈的匝数, 分别为发射线圈和接收线圈的无穷小微元,rab是dla、dlb之间的距离,μ0是真空磁导率。[0101] 根据式(12),当接收线圈固定时,互感与发射线圈的匝数成正比。基于此,初始发射线圈匝数与集成反向线圈匝数的关系受以下两点约束。首先,匝数nw2应小于nw1,使互感差为正,保证功率正向传输。其次,nw2和nw1的比值决定了用于电力传输的互感差的大小,应根据功率等级来选择。在4.5kW功率级原型中,匝数nw2设计为3。[0102] 过渡中心位置的耦合线圈示意图如图9所示。集成反向线圈设计在发射线圈内部,它们中心对称。相应的参数标记在图9(b)中。假设通过集成反向线圈的电流为I。lp1和lp2是集成反向线圈的短边。ls1和ls2是接收线圈的两侧。接收线圈的边长为q。集成反向线圈的长度和宽度分别为lr和wr。r是点p到lp2的距离。r1和r2分别是从lp2到ls1和ls2的距离。θ1、θ2的标示如图9(b)所示。在过渡位置,通过lp2的电流带来负作用,这是互感下降的主要原因。因此,通过诺依曼计算出lp2与接收线圈的互感,作为设计的理论依据。[0103] lp2在p点产生的磁场强度表示为:[0104][0105] 其中, 表示单位方向向量。[0106] 此外,从lp2到接收线圈产生的磁通量计算为:[0107][0108] 其中,Δr=r2‑r1,Δθ=θ2‑θ1。[0109] lp2与接收线圈之间的互感为:[0110][0111] 对于不同的长度和宽度,过渡中心位置的互感特性可以基于式(15)来概括。一方面,Δr与wr无关,而Δθ几乎不受wr的影响。当lr固定时,互感近似与wr无关。另一方面,Δθ几乎不受lr的影响,而Δr随着lr的增加而减小。lr越大意味着wr固定下的Mp2越大,负面影响越小。因此,过渡中心位置的总耦合互感几乎不受wr的影响,但与lr呈负相关。[0112] 基于方程揭示的EVDWC系统中过渡位置互感的定性特性分析,通过有限元仿真进一步进行了集成反向线圈的设计过程。在定性分析的指导下,为了达到MABs的稳定性,集成反向线圈的设计根据一定的长度在宽度上进行了优化。集成反向线圈的长度设计为650mm。需要说明的是,在确定的初始外发射线圈尺寸下,集成反向线圈的长度不是唯一的。而且,在每一定长度下,总有一个最佳宽度的设计值。[0113] 不同宽度的集成反向线圈在不同接收器位置的互感变化曲线如图10所示。图10(a)显示了添加不同宽度的集成反向线圈后,两组接收器之间的互感差异,相邻的原边线圈和接收线圈有一定的变化规律。在过渡中心位置,MAs和MBs与宽度无关。从过渡中心位置到功率稳定位置,耦合端的变化逐渐增大,直至稳定。这与式(15)中的分析一致。图10(b)表明总等效互感的波动特性与宽度有关,存在一个最优值。当宽度为190mm时,整个范围内互感MABs的波动在±2%以内。集成反向线圈的尺寸设计为“650mm*190mm*5mm”。进一步基于式(8),输出功率波动在整个移动范围内保持在±4%以内。因此,有效抑制了发射线圈过渡过程中的功率波动。[0114] 设计集成反向线圈后,由于稳定的互感差,输出功率波动特性得到改善。次级侧的集成电感线圈需要进一步设计以优化ZVS条件。在常用的50%占空比控制策略下,ZVS工作状态与逆变器输出电压和电流的相角α密切相关。具体来说,根据输出功率要求设计电感值后,进一步验证ZVS条件下的电感偏差程度。由式(2)可知,副边谐振网络中的等效电感为Lfe3,即Lf3和Msf3的叠加。因此,二次侧集成电感线圈的设计关键在于Lf3和Msf3的要求。以nw4和l6为变量,通过遍历法得到Lf3和Msf3的温度等高线图,如图11所示。在相同参数配置下,内部互感Msf3和自感Lf3叠加代表次级侧的补偿电感。综合考虑这两个参数可以得到所需的等效自感Lfe3。在4.5kW功率级原型机中,集成电感线圈的尺寸设计为“170mm*170mm*5mm”。匝数nw4设计为6。[0115] 为了验证所提出系统的可行性,本例将ε的值设置为0.1。这样可以达到tanα<0.1,即α小于5.71°。与180°一个周期相比,它只占3%。因此,参数配置使系统工作在理想的ZVS条件下。在设计的集成电感线圈下,MABf、MABs及其在不同接收器位置的比率绘制在图12中。结果表明,MABf与MABs的比率保持在最小值大于0和最大值在0.1以内。既能保证ZVS工作状态,又能使关断电流不会过大。[0116] 下面进行实验验证。[0117] 为了验证理论分析和设计方法的结果,根据仿真设计结果缠绕实验线圈及搭建完整系统。[0118] 在输入端,使用直流电源和大功率逆变器为谐振电路提供400V交流激励。逆变器采用内阻为20mΩ的CREE碳化硅MOSFET(C2M0025120D),以减少功率损耗并提高输出稳定性。这些设备的额定电压为1200V,因此它们可以很容易地用于适应电动汽车所需的功率,并为未来更高的电力系统研究奠定基础。MOSFET的PWM控制信号由控制芯片DSP28335产生。输出为85kHz的固定频率。两个发射器是相同的并且并联连接。它们共享一个全桥逆变器。在输出端,CREE(C3D20060D二极管用于整流器,为EA‑CPS‑8080电子负载提供直流电流。输出电阻设置为20Ω。线圈由1000股AWG(38利兹线制成。磁性材料PC95用于构建铁氧体板。[0119] 耦合器实测参数和计算出的谐振参数见表2。K1和MABs的理论和实验值是根据表2中的参数计算的。它们在不同接收器位置的值如图13所示。它表明关键设计系数K1、MABs和MABf/MABs的变化与理论分析大致一致。仿真和实验测量结果和特性非常吻合。因此,实验样机满足本例提出的磁集成方法抑制功率波动的要求。[0120] 表2[0121][0122][0123] 不同接收器位置的逆变器输出波形如图14所示。vinv是逆变器输出电压,iinvA和iinvB是两个发射器对应的逆变器输出电流,iinv是iinvA和iinvB的叠加总电流。结果表明,在较宽的距离x范围内,设计结果保证了正常参数配置下的ZVS工作条件。[0124] 在接收器在发射线圈上方移动期间,输出功率和DC‑DC效率如图15所示。嵌入参考设定值获得的归一化输出功率。结果表明,系统有效抑制了功率波动。当接收器从‑50cm移动到50cm时,输出功率在4.33到4.61kW之间。平均输出功率为4.5kW,与平均功率相比功率波动小于±4%。从直流电源到直流负载,系统效率达到91.6%。[0125] 本例提出的电动汽车动态无线充电系统实现了电动汽车行驶过程中功率波动的抑制。一般来说,反向线圈意味着在相同的功率水平下将使用更多的铜,导致单个工作点的效率略有下降。然而,对于EVDWC系统在实现全路供电相同的情况下的整体性能,该系统在实现对功率波动的抑制的同时,巧妙地减少甚至消除了这种固有缺陷。[0126] 综上,本例提出了一种通过磁集成抑制功率波动的电动汽车动态无线充电系统来抑制功率波动。集成反向线圈与发射线圈串联,集成电感线圈在接收线圈内部进行LCC谐振补偿。抑制功率波动的问题转化为在路上设计一个稳定的接收线圈和发射线圈之间的等效互感。通过对系统工作特性的理论分析,揭示了该系统的两个优点:用两个反向串联的发射线圈和接收线圈之间的互感差代替原来的单个互感来确定功率传输,抑制了输出功率波动;二次侧集成电感线圈替代了LCC谐振补偿网络中外部笨重的补偿电感,另外使系统的总输入阻抗呈现出微感性,有利于逆变器工作在ZVS条件下。在初始磁耦合器的基础上,对集成反向线圈和集成电感线圈的结构进行了优化,并给出了相应的设计规则。已经建立了一个4.5千瓦的原型来验证理论分析和设计方法。实验表明,所提出的磁集成方法将功率波动水平降低到小于±4%。从直流电源到直流负载的系统效率达到91.6%。[0127] 上述实施例为本发明较佳的实施方式,但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制,其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化,均应为等效的置换方式,都包含在本发明的保护范围之内。

专利地区:重庆

专利申请日期:2021-12-14

专利公开日期:2024-06-18

专利公告号:CN114161952B

电话咨询
读内容
搜本页
回顶部