用于在相加的调制方案之间分配功率的设备和方法

专利名称：用于在相加的调制方案之间分配功率的设备和方法

专利类型：实用新型专利

专利申请号：CN201980087014.2

专利申请（专利权）人：外交和联邦事务大臣通过外交和联邦事务部行事
权利人地址：英国伦敦

专利发明（设计）人：N·J·托尔森

专利摘要：公开了一种信号通信的方法，所述方法包括：提供具有预定信号功率的源数据；将源数据映射到第一调制方案，以获得第一复数码元集；将源数据映射到至少一个另外的调制方案，以获得至少一个另外的复数码元集；组合第一复数码元集和至少一个另外的复数信号集，以形成要沿着通信信道转发的经调制的信号。有益地，源数据的预定信号功率是在第一调制方案与至少一个另外的调制方案之间分摊的。

主权利要求：
1.一种在通信网络的发送器端实现的信号通信的方法，所述方法包括：提供具有预定信号功率的源数据；
将所述源数据映射到第一调制方案，以获得第一复数码元集；
将所述源数据映射到至少一个另外的调制方案，以获得至少一个另外的复数码元集；
分别按照第一正交扩频码和第二正交扩频码扩频所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集；
组合所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集，以形成要沿着通信信道转发的经调制的信号；其中，所述源数据的所述预定信号功率是在所述第一调制方案与所述至少一个另外的调制方案之间分摊的。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述源数据是离散源数据。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一调制方案是由第一星座图表示的，并且所述至少一个另外的调制方案是由至少一个另外的星座图表示的，其中，所述第一调制方案和所述至少一个另外的调制方案是按照使得所述第一星座图中的所选择的码元与所述至少一个另外的星座图中的任何码元之间的角度是唯一的方式选择的。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一调制方案的调制阶数不同于所述至少一个另外的调制方案的调制阶数。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一调制方案和所述至少一个另外的调制方案是相移键控调制方案。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第一调制方案和所述至少一个另外的调制方案中的至少一者的星座是不对称的。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一调制方案的调制阶数具有奇数值，并且所述至少一个另外的调制方案的调制阶数具有奇数值。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一调制方案的调制阶数具有奇数值，并且所述至少一个另外的调制方案的调制阶数具有偶数值。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集是按照相位和幅度调制的。
10.根据权利要求1所述的方法，所述方法包括：将所述第一复数码元集映射到第一角度，并且将所述至少一个另外的复数码元集映射到另外的角度。
11.根据权利要求10所述的方法，所述方法还包括：将所述第一角度与所述另外的角度之间的差分角的标准偏差最大化。
12.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一正交扩频码和所述第二正交扩频码包括扩频因子2。
13.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一调制方案的调制阶数或所述至少一个另外的调制方案的调制阶数是奇数值。
14.一种在通信网络的接收器端实现的信号通信的方法，所述方法包括：接收包括第一复数码元集和至少一个另外的复数码元集的经调制的信号；
测量所述第一复数码元集的相位角；
对分别按照第一正交扩频码和第二正交扩频码扩频的所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集进行解扩频；
测量所述至少一个另外的复数码元集的相位角；以及
根据所述第一复数码元集的相位角和所述至少一个另外的复数码元集的相位角来确定源数据。
15.根据权利要求14所述的方法，所述方法还包括：确定所述第一复数码元集与所述至少一个另外的复数码元集之间的角度差，并且随后根据所述角度差来确定所述源数据。
16.一种通信设备，所述通信设备包括发送器(2)、处理器和存储器(14)，其中，所述存储器(14)存储有指令，所述指令在被执行时使所述处理器执行以下步骤：提供具有预定信号功率的源数据；
将所述源数据映射到第一调制方案，以获得第一复数码元集；
将所述源数据映射到至少一个另外的调制方案，以获得至少一个另外的复数码元集；
以及
组合所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集，以形成要沿着通信信道(25)转发的经调制的信号；其中，所述源数据的所述预定信号功率是在所述第一调制方案与所述至少一个另外的调制方案之间分摊的，所述通信设备还包括：第一码生成器和至少一个另外的码生成器，所述第一码生成器和所述至少一个另外的码生成器用于在所述组合步骤之前生成正交扩频函数并将所述正交扩频函数应用到所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集。
17.根据权利要求16所述的通信设备，所述通信设备还包括增益模块(11)，所述增益模块(11)用于与所述至少一个另外的调制方案相比，将所述源数据的所述预定信号功率中的更多功率分配给所述第一调制方案。 说明书 : 用于在相加的调制方案之间分配功率的设备和方法技术领域[0001] 本发明涉及通信领域中的信号调制，特别是用于诸如卫星通信和导航系统的高多普勒环境中。该信号调制方法和设备也可以用于物联网(IOT)应用。背景技术[0002] 诸如Wi‑FiIEEE802.11n/ac或4G移动的所有商用高性能无线通信系统使用相移键控(M‑PSK)和正交幅度调制(M‑QAM)来实现良好的频谱效率。通常，表示调制的唯一码元位置数目M是根据接收到的信噪比(SNR)动态地控制的，并且将在4至64的范围内，即，分别为QPSK至64‑QAM。[0003] 不幸地，所有这些调制方案在它们的同相和正交相(IQ)星座中包含旋转对称线，这会导致解调器中相位的去旋转不确定性。这种相位不确定性可以通过对数据进行成帧并将已知同步码元(或导频码元)包含在帧中来解决，这些已知同步码元在被接收时可以用于将星座定位到正确的相位取向以进行成功解调制。包含已知同步码元会降低数据链路的频谱效率，并且必须以满足信道的相干时间的速率利用同步数据中断数据链路。[0004] 另选地，可以将未经调制的并行正交扩频码或导频码与经调制的扩频码(有效载荷)相加，使得可以通过导频码提供有效载荷码的连续去旋转。这种方法被用于最近的GNSS标准，诸如GPS和GALILEO。[0005] 在实现相移键控调制时，对频率和相位同步的要求通常需要使用复杂且昂贵的接收器和发送器。发明内容[0006] 因此，本发明的实施方式旨在解决上述问题和期望中的至少一些问题和期望。特别地，需要提供一种调制技术，该调制技术更好地优化信息吞吐量、利用低成本设备并提供可靠的信噪比，该调制技术适用于单载波装置和多载波装置。[0007] 因此，提供了一种在通信网络的发送器端实现的信号通信的方法，所述方法包括以下步骤：[0008] a.提供具有预定信号功率的源数据；[0009] b.将源数据映射到第一调制方案，以获得第一复数码元集；[0010] c.将源数据映射到至少一个另外的调制方案，以获得至少一个另外的复数码元集；[0011] d.组合第一复数码元集和至少一个另外的复数信号集，以形成要沿着通信信道转发的经调制的信号，其中，源数据的预定信号功率是在第一调制方案与至少一个另外的调制方案之间分摊的。[0012] 有益地，经调制的信号可以经由发送器沿着通信信道转发。[0013] “提供”是指合成源数据、生成源数据或以其它方式获得源数据。源数据可以是离散源数据，其可以在通信网络的发送器端的位置处提供，或者可以从远程位置转发到通信网络的发送器端。离散源数据是已量化的原始源信息，不是模拟输入。[0014] 虽然大多数方法步骤必须按顺序执行，但步骤b和步骤c可以作为并行步骤同时应用。“组合步骤”可以是相加步骤。[0015] 第一调制方案可以由第一星座图表示，并且至少一个另外的调制方案可以由至少一个另外的星座图表示，其中，第一调制方案和至少一个另外的调制方案可以是按照使得第一星座图中的所选择的码元与至少一个另外的星座图中的任何码元之间的角度是唯一的方式选择的。这确保了原始源码元中的各个原始源码元可以用唯一的差分角表示。[0016] 优选地，第一调制方案的调制阶数可以不同于至少一个另外的调制方案的调制阶数。[0017] 第一调制方案的调制阶数可以具有奇数值，并且至少一个另外的调制方案的调制阶数也可以具有奇数值。这是因为使用两个奇数方案确保了该技术适用于数字化应用，即，它们一起形成“2的幂”码元，例如，8‑PSK。[0018] 第一调制方案和至少一个另外的调制方案可以是相移键控调制方案。[0019] 第一相移键控调制方案和至少一个另外的相移键控调制方案的星座可以是不对称的。这再次确保了两种方案之间的差分角是唯一的。[0020] 第一相移键控调制方案可以是3‑相移键控(3‑PSK)调制方案，并且至少一个另外的相移键控调制方案可以是5‑相移键控(5‑PSK)调制方案。[0021] 与3PSK相比，可以向5‑PSK方案提供预定信号功率中的更多信号功率。这是对两种方案的信噪比进行归一化，这有益于该技术。[0022] 可以针对BER性能优化对5‑PSK和3‑PSK的功率分配，例如，可以向5‑PSK处理臂提供1.6的增益。[0023] 可以按照相位和幅度调制第一复数码元和另外的复数码元。具体地，码元可以由4个比特组成，其中前三个比特控制相位，并且第四比特控制幅度。然而，可以根据需要实现其它布置。[0024] 第一调制方案可以是6‑正交幅度调制(6‑QAM)，并且至少一个另外的调制方案可以是10‑正交幅度调制(10‑QAM)。这提供了整体16‑QAM布置，众所周知，它更适合更高级的电信应用。[0025] 另选地，第一调制方案可以具有奇数值，并且第二调制方案可以具有偶数值。例如，第一方案可以是3‑PSK，并且第二方案可以是QPSK。或者另选地，第一调制方案可以是3‑PSK，并且第二调制方案可以是BPSK。[0026] 该方法还可以包括将第一复数码元映射到第一角度，并且将另外的复数码元映射到另外的角度。[0027] 优选地，该方法包括将第一角度与另外的角度之间的差分角的标准偏差最大化。[0028] 在组合码元(例如，将码元相加)之前，第一复数码元和至少另外的复数码元可以被分别按照第一正交扩频码和第二正交扩频码扩频。[0029] 扩频码可以包括扩频因子2。事实上，扩频因子应该至少为2。[0030] 对于两个扩频码，第一正交扩频码和第二正交扩频码可以是Walsh码。虽然扩频因子2需要应用Walsh码，但在扩频因子大于2的情况下，可以需要另一形式的码。[0031] 该方法的上述步骤中的任何步骤可以在单载波装置或多载波装置中实现。[0032] 在本发明的另外的实施方式中，提供了一种在通信网络的接受器端实现的信号通信的方法，所述方法包括：[0033] 接收包括复数码元集和另外的复数码元集的经调制的信号；[0034] 测量第一复数码元集的相位角；[0035] 测量另外的复数码元集的相位角；以及[0036] 根据第一复数码元集的相位角和另外的复数码元集的相位角来确定源数据。[0037] 优选地，该方法包括确定第一复数码元集与另外的复数码元集之间的角度差，并且随后根据该角度差来确定源数据。[0038] 源数据可以是在通信网络的发送器端处提供的原始离散数据。“确定”可以意味着对包括原始源信息的原始源数据进行估计。[0039] 另外的方法可以包括在确定第一复数码元集的相位角和另外的复数码元集的相位角之前，对第一复数码元集和至少一个另外的复数码元集进行解扩频。另选地，可以在确定第一复数码元集与另外的复数码元集之间的角度差之前应用解扩频函数。[0040] 另外的方法可以包括使用查找表(LUT)或库分别根据第一复数码元集和另外的复数码元集的相位角来确定源数据。[0041] 另外的方法的上述步骤中的任何步骤可以在单载波装置或多载波装置中实现。[0042] 在本发明的另外的实施方式中，提供了一种通信设备，该通信设备包括发送器、处理器和存储器，其中，存储器存储有指令，该指令在被执行时使处理器执行以下步骤：[0043] 提供具有预定信号功率的源数据；[0044] 将源数据映射到第一调制方案，以获得第一复数码元集；[0045] 将源数据映射到至少一个另外的调制方案，以获得至少一个另外的复数码元集；[0046] 组合第一复数码元集和至少一个另外的复数信号集，以形成要沿着通信信道转发的经调制的信号；其中，源数据的预定信号功率是在第一调制方案与至少一个另外的调制方案之间分摊的。[0047] 发送器可以沿着通信信道转发经调制的信号。[0048] 通信信道可以采取多种形式并且可以包括但不限于RF通信、光纤通信、无线通信或电缆。通信信道还可以包括数字通信甚至水下声学通信(例如，用于自主驾驶汽车)。[0049] 源数据可以是离散源数据(即，被数字化)并且不是模拟信号。[0050] 该设备还可以包括第一码生成器和至少一个另外的码生成器，以在组合步骤(例如，相加步骤)之前生成Walsh码并将该Walsh码应用到第一复数码元和至少一个另外的复数码元。[0051] 该设备还可以包括增益模块，该增益模块用于与第二调制方案相比，将预定信号功率的更大比例分配给第一调制方案。要提供给5‑PSK调制方案的增益可以是1.6。[0052] 在本发明的另选实施方式中，提供了一种通信设备，该通信设备包括接受器、处理器和存储器，其中，存储器存储有指令，该指令在被执行时使处理器执行以下步骤：[0053] 接收包括复数码元集和另外的复数码元集的经调制的信号；[0054] 测量第一复数码元集的相位角；[0055] 测量另外的复数码元集的相位角；以及根据第一复数码元集的相位角和另外的复数码元集的相位角来确定源数据。[0056] 优选地，该方法还可以包括确定第一复数码元集与另外的复数码元集之间的角度差，并且根据该角度差来确定源数据。[0057] 一种通信组件可以包括如上所述的具有发送器的通信设备和具有接收器的通信设备，该通信组件还包括位于该通信设备之间的无线通信信道。[0058] 一种通信组件可以设置有被配置成实现多载波调制的多个通信设备和多个通信信道。[0059] 虽然上面已经描述了本发明，但是本发明扩展到上面或者下面的描述、附图或权利要求中提出的特征的任何创造性组合。例如，关于本发明的任何一个方面描述的任何特征被理解成也是关于本发明的任何其它方面公开的。附图说明[0060] 现在将参照附图仅通过示例的方式来描述本发明，其中：[0061] 图1是根据本发明的通信设备的发送器端的示意图；[0062] 图2示出了根据本发明的在通信设备的发送器端处的方法的流程图；[0063] 图3a示出了根据本发明的通信设备的提供了角度差的接收器端的示意图；[0064] 图3b示出了通信设备的提供了相位角的接收器端的示意图；[0065] 图4示出了根据本发明的在通信设备的提供了角度之间的差的接收器端处的方法的流程图；[0066] 图5示出了根据本发明的单载波通信设备的示意图；[0067] 图6示出了获得最佳增益的经建模的偏置曲线；[0068] 图7示出了奇数‑奇数8‑PSK盲系统的理论BER曲线图；[0069] 图8示出了16‑QAM盲系统的理论BER曲线图；[0070] 图9示出了发送器端的多载波解决方案的示意图；[0071] 图10示出了用于通信装置的接收器端的多LUT解调器解决方案的示意图；[0072] 图11示出了根据本发明的通信设备的发送器端的示意图；[0073] 图12示出了根据本发明的通信设备的接收器端的示意图；[0074] 图13示出了针对本发明的第二实施方式的获得最佳增益的经建模的偏置曲线；[0075] 图14示出了根据本发明的第二实施方式的奇数‑偶数8‑PSK盲系统的理论BER曲线图；[0076] 图15示出了根据本发明的第二实施方式的奇数‑偶数16‑QAM盲系统的理论BER曲线图；以及[0077] 图16示出了根据本发明的第三实施方式的奇数‑偶数Q‑PSK盲系统的理论BER曲线图。具体实施方式[0078] 在附图中，相同的元件用相同的附图标记表示。本领域的读者将理解该方法的实现的复杂程度，因此存在的可选特征的数目将由用户需求决定。[0079] 参照图1，示出了包括发送器2、处理器和存储器4的发送器块1(即，通信设备的发送器端)。存储器4存储有指令，该指令在被执行时使处理器执行如图2所示的多个方法步骤，所述多个方法步骤包括：[0080] a.提供源信号，其中，离散比特由源信息提供，这些比特被分组成码元。例如，3个比特形成一个码元，从而给出8个码元选项0：7；[0081] b.将离散源信号映射到第一调制方案，以获得第一复数码元集A；[0082] c.将离散源信号映射到第二调制方案，以获得第二复数码元集B；[0083] d.将第一复数码元集A和第二复数码元集B相加，以形成经调制的信号；以及[0084] e.沿着通信信道转发该经调制的信号。[0085] 信息以比特的形式提供后，该比特由转换器5转换成码元。离散源数据的预定信号功率然后在经由第一调制方案模块6的第一调制方案与经由第二调制方案模块7的第二调制方案之间分摊。第一调制方案的调制阶数不同于第二调制方案的调制阶数，以使得能够解决由于对沿着同一通信信道传递的不同阶数调制方案的不同影响而造成的相位模糊。[0086] 已知码元由对应星座图中的星座点表示。第一调制方案和第二调制方案是按照使得第一星座图中的所选择的码元与另一星座图中的任何码元之间的角度是唯一的方式选择的。[0087] 第一方案和至少一个另外的调制方案的调制阶数均是奇数，以创建易于数字化处n理的整体“2的偶数幂”阶调制信号，由此相加的M‑PSK具有M＝2、4、8、16、…，即，M＝2，其中n＝1、2、3、…。[0088] 在本发明的第一实施方式中，系统被简化成使得第一调制方案和第二调制方案是相移键控调制方案，其中，在单个轨道中提供星座点。[0089] 在使用中，系统每码元具有三个比特[b0,b1,b2]。在发送器端1处，存在获得的具有已知值或未知的给定值的信号功率的(即，可以说信号功率是预定的)离散源数据。8个码元被映射到两个单独的奇数的经调制的复数值上，即，3‑PSK和5‑PSK方案，所述方案通过使用正交直接序列扩频码(例如通过相应的码生成器8、9生成的Walsh码)进行扩频。因此，这两个路径是通过乘以正确地时间对准的已知正交扩频码(其由各自位于不同处理路径上的扩频函数模块8和扩频函数模块9提供，并且该码由相应的扩频码源8a、9a提供)产生的。对于该设定，扩频因子的最小值为2，5‑PSK的码为{1,1}，并且3‑PSK的码为{1,‑1}。扩频后，使用相加模块10将信号相加在一起，其中将预定信号功率中的稍多信号功率分配给5‑PSK信号。这是通过借助于增益放大器11施加增益来实现的，该增益放大器11在5‑PSK处理臂中的扩频函数模块9和相加模块10中间的位置处位于第二处理路径中。通过从3‑PSK获取功率并将该功率提供给5‑PSK，这种信号功率的重新分布有效地均衡了3‑PSK和5‑PSK的错误。由于码元位置(其可以在IQ星座图中表示)之间的角度，3‑PSK的BER性能比5‑PSK低，因此需要这种归一化效果。这是因为对于5‑PSK而言，码元之间的角度比3‑PSK小，因此由于边界几何形状的位置，不能容忍那么多的信噪比。[0090] 值得注意的是，第一奇数PSK方案和至少一个另外的奇数PSK方案的星座图是不对称的，即，IQ星座中的对称线被去除。[0091] 相加在一起后，包括相加的3‑PSK码元和5‑PSK码元的最终的经调制的信号被转发到发送器2以沿着通信信道(未示出)发送。[0092] 图1示出了基带模型，然而为了使设备在载波频率下工作，需要在天线2之前的路径中定位上变频电路(未示出)。[0093] 在图3a中，示出了接收器块12(即，通信设备的接收器端)，接收器块12包括接收器13以及另外的存储器14和处理器。该另外的存储器14存储有指令，该指令在被执行时使处理器执行图4的方法步骤：[0094] 接收包括第一复数码元集和第二复数码元集的经调制的信号；[0095] 测量第一复数码元集A的相位角；[0096] 测量另外的复数码元集B的相位角；[0097] 确定第一复数码元集与另外的复数码元集之间的角度差；以及[0098] 根据该差分角来确定离散源数据。[0099] 所接收的信号经由相加模块23被分成两个路径，然后在相应的解扩频函数模块15、16处使用由码源15a、16a提供的0和1扩频码进行解扩频。这提供了信号的两个路线。采取第一路线，经解扩频的信号然后在积分器17处在码元周期(即，从0秒到码元周期)上积分。然后在Arctan2电路18处取复数值的Arctan2，以获得信号的相位角。沿着第二路线使用积分器21和Arctan2电路22执行相同的处理。因此，第一码元集和第二码元集的相位角在接收器块12中是单独解析的，并且在第一实施方式中，在相加模块24处确定第一码元集的相位角与第二码元集的相位角之间的差。[0100] 然后实现具有差分角到码元估计值的LUT(查找表)19，并且在接收器块12的输出端处估计码元。[0101] 图3b示出了通信设备的另选接收器块20，其中，不确定角度差，而是基于第一相位角和第二相位角来估计复数码元，即，这两个角度被直接馈送到查找表19a中。在该布置中，LUT中的第一列是来自第一分支的角度，并且第二列是来自第二分支的角度。然后按照关于LUT的最佳拟合来估计码元。因此，在该实施方式中不需要相加模块24。已发现，与差分角示例相比，该直接LUT布置提供了更好的BER性能。[0102] 图3a和图3b二者是基本的接收器块12、20(基带模型，即，没有频率变换)。因此，为了在载波频率下工作，需要在接收天线13之后的路径中定位下变频块(未示出)。[0103] 如图4所示，接收器端将两个扩频码相关(对码进行解扩频)，然后当在接收器处相关时针对3‑PSK和5‑PSK分别测量各个码元的相位。在解扩频后，通过跨码元周期进行积分并且然后取复数的Arctan2(ATAN2)来获得相位角。[0104] 解调器通过联合地测量信号的相位和幅度来确定码元。通过以这种方式获得码元信息，不需要实现反馈环来跟踪相位，从而使系统更加简化。[0105] 确定第一码元集的相位角与第二码元集的相位角之间的差，并且通过使用查找表(LUT)19根据第一复数码元集与另外的复数码元集之间的角度差来估计离散源数据。[0106] 图5示出了用于单载波调制的设备，其中通信设备的发送器端1和通信设备的接收器端12被任意距离或相位的通信信道25分开。通信信道是无线信道。通信设备的目标是确定离散源数据，而不管经调制的信号所经历的任意距离或相位。这是通过依赖于以下事实来实现的：第一码元集A和第二码元集B(其可以表示成IQ星座)在它们沿着通信信道行进时经历相同的距离或相移。通过比较两个相位角，可以调整距离或相移并且可以恢复原始码元信息。因此，通过使用本发明的技术，不需要使用导频信号来辅助同步。[0107] 表1示出了第一奇数PSK调制方案与第二奇数PSK调制方案之间的相位差提供唯一角度(以度为单位)。该唯一角度向调制赋予了其盲特性。[0108] 该技术依赖于以下事实：第一复数码元被映射到第一角度，并且第二复数码元被映射到第二角度。该映射被设计成给出码元之间的最大相位差。将所得的差分角的标准偏差最大化提供了系统性能的优化。表1示出了码元使用标准偏差189.41映射到5‑PSK角度(以度为单位)和3‑PSK角度。在获得时，然后在查找表(LUT)19’中比较所得的差分角，以实现对原始8‑PSK码元(即，5‑PSK和3‑PSK的组合)的估计。[0109] 码元 5‑PSK角度(度) 3‑PSK角度(度) 5‑PSK‑3‑PSK差分角(度)0 0 0 01 72 0 722 0 120 ‑1203 144 0 1444 72 240 ‑1685 216 0 2166 0 240 ‑2407 288 0 288[0110] 表1[0111] 由于码元之间的唯一角度差被设计得尽可能大，所以噪声矢量将不同地作用于各个码元。[0112] 总码元错误率将为：[0113][0114] 其中，M是调制中唯一码元的数目。[0115] 由于所使用的Walsh扩频码的正交性，所以当在接收器处相关时，式1对3‑PSK和5‑PSK都成立。3‑PSK上的码元错误将不一定导致5‑PSK中的错误率。[0116] 标准M‑PSK的总码元错误率将为：[0117][0118] 因此，从式2可以看出，针对各个码，码元功率除以2，然后利用分配给5‑PSK的功率更多的功率偏置进行调整。[0119] 为了将每码元能量转换成每比特能量，使用以下公式：[0120][0121] 其中，k＝log2M。[0122] 为了从码元错误率转换成比特错误率，假设调制为近似格雷编码，使得一个码元错误不会导致k比特错误，使得：[0123] ptot(e(b))＝ptot(e(s))·1/k式4[0124] 当固定Es/No比率并且扫描偏置值时，则通过模拟确定最佳线性值1.6，如图6所示(因此增益块必须设置成线性值1.6，以提供最佳BER性能)。[0125] 如图7所示，在10‑5BER下，新的盲8‑QAM方法比扩频8‑QAM的性能好约1.3dB。为了获得该结果，5‑PSK的值为1.6，并且3‑PSK的值为1.0，因此偏置值为0.6。[0126] 虽然8‑QAM的示例示出了性能的改进，以及具有不需要导频信号的理想特性，但有必要考虑关于在通信行业中更常使用的16‑QAM系统的技术。[0127] 在本发明的另外的实施方式中，设备提供了16‑正交幅度调制的整体调制。[0128] 现在从四个比特(即，[b0,b1,b2,b3])得出一个码元。b0至b2映射与上文针对8‑盲‑QAM描述的相同，然而，b3设置了新的幅度和相位旋转，使得波峰因子可以最小化，并且可以保持最佳星座图决策边界。[0129] 解调器通过联合测量信号的相位和幅度来确定码元，这很重要，因为IQ星座需要两层。[0130] 因此，码元的前3个比特的映射与8盲QAM保持相同，但在本实施方式中，添加了第4比特，该第4比特设置了更大的幅度和针对6‑QAM情况的60度的附加相位旋转以及针对10‑QAM情况的36度的附加相位旋转，从而导致IQ星座的对称性被去除。这意味着实数码元与虚数码元之间存在不对称性，由此必须单独计算并相加每码元平均能量。[0131] 与图1、图3a和图5相同的设定被应用于该16‑QAM系统，但在该情况下，第一映射模块执行源数据到6‑QAM方案的映射，并且第二映射模块执行源数据到10‑QAM方案的映射。值得注意的是，这些调制阶数都不是奇数，因此这不是该技术的基本要求，但值得注意的是，N经组合的调制效果是16‑QAM系统，因此仍满足上述数字化系统的2要求。[0132] 图8示出了盲16‑QAM的性能比16‑QAM差约0.1dB。这是针对具有24000个码元和扩频因子2的系统。这是因为星座形成了多级星座结构，以增加相位角并最大化决策边界。然而，该星座结构的使用是以平均功率到峰值功率值为代价的，因此与标准16‑QAM情况相比，信噪比的益处变得相当或略差。[0133] 当该方法扩展到16个码元时，虽然8‑QAM系统的BER性能优势没有得到保持，但由于其盲性、未得到辅助的能力和改进的频谱效率，使用该技术仍然优于16‑QAM。[0134] 图9和图10展示了该技术还如何用于多载波系统。[0135] 图9示出了在发送器端1’处具有两个子载波的多载波解决方案，其中，待发送的信息作为比特被提供，并且解复用器27获取比特输入线并将其路由到两个输出端。获取解复用器27的第一输出，所述比特被转换器5转换成码元，随后分别经由第一调制模块6和第二调制模块7映射到两个单独的奇数调制方案(即，3‑PSK和5‑PSK)。信号由码扩频函数模块8、9使用时间对准的正交直接序列扩频码来扩频。扩频码1和0分别由第一码源8a和第二码源9a提供。扩频后，相加模块10将信号相加在一起，其中信号功率中的稍多信号功率被分配给高阶调制方案(例如，5‑PSK方案)。这是通过借助于增益放大器11施加增益来实现的，该增益放大器11在5‑PSK处理臂中的扩频函数模块9和相加模块10中间位于处理器路径中。[0136] 相加在一起后，沿着第一路线的经调制的信号(包括相加的3‑PSK和5‑PSK码元)被转发到上变频器(未示出)，从而将频率转换到f1(即，所需的第一载波频率)。[0137] 接下来，考虑来自解复用器27的第二输出，所述比特然后在转换器5’处被转换成码元，随后分别通过第一调制方案模块6’和第二调制方案模块7’映射到两个单独的奇数调制方案(即，3‑PSK和5‑PSK)。信号由第一扩频函数模块8’和第二扩频函数模块9’使用时间对准的正交直接序列扩频码来扩频。扩频码1和0分别由第一码源8a’和第二码源9a’提供。扩频后，通过相加模块10’将信号相加在一起，其中，信号功率中的稍多信号功率被分配给高阶调制方案(例如，5‑PSK信号)。这是通过借助于增益放大器11’施加增益来实现的，该增益放大器11’在5‑PSK处理臂中的扩频函数模块9’和相加模块10’中间位于第二处理器路径中。[0138] 相加在一起后，沿着第二路线传递的经调制的信号(包括相加的3‑PSK和5‑PSK码元)被转发到上变频器(未示出)，从而将频率转换到f2。值得注意的是，f1和f2是两个单独且不同的频率。沿着第一路线的经调制的信号和沿着第二路线的经调制的信号在相加模块28处被相加并转发到发送器2，在发送器2处，沿着通信信道发送频率f1和f2下的最终的经调制的信号。因此，应用与单载波方法相同的基本方法步骤，但经调制的信号是同时跨并行子载波传输的。[0139] 图10示出了在所有接收角度上提供良好的性能的多LUT解调器解决方案12’。该信号由天线13接收并且在相加模块23处被分成第一频率分量和第二频率分量，从而给出两个处理路线。采取第一路线，使用解扩频函数模块15对信号进行解扩频，解扩频函数由解扩频函数源15a提供。接下来，经解扩频的信号由积分器17积分，然后在提供码元输出的Arctan2电路18处获得信号的Arctan2。该输出被转发到1至n个LUT29、29a、29b，所述LUT已针对经优化的解调制处理进行了调整，即，各个LUT29、29a、29b都设置成360/n角度。这确保了各个LUT对输入角度的拟合的质量进行测量。沿着第二路线执行相同的处理，其中使用解扩频函数模块16对信号进行解扩频，解扩频函数由解扩频函数源16a提供。接下来，经解扩频的信号由积分器21积分，然后在提供码元输出的Arctan2电路22处获得信号的Arctan。该输出被转发到1至n个LUT29、29a、29b，所述LUT已针对经优化的解调制处理进行了调整，即，各个LUT29、29a、29b都设置成360/n角度。[0140] 最终电路30对来自n个LUT的所有拟合值进行评估，然后从该LUT选择码元流作为输出数据流。[0141] 有益地，不需要数据辅助或专用导频扩频码来快速解旋转所接收的信号以及估计所接收的码元，从而提供将单载波操作和图10的多载波操作的信号信息空间最大化的调制解决方案。BER性能可以与M‑QAM相当，并且可以扩展到每码元大量比特。[0142] 解调制后，可以实现信道估计，并且因此适用于高效MIMO和接收器分集系统。因此，该技术被认为是广泛使用的导频辅助OFDM的良好另选方式。[0143] 在本发明的另选实施方式中，设置了每码元三个比特的系统，但这次码元被时间映射到偶数方案和奇数方案。该实施方式还包括重要要求，该重要要求是所得的经映射的码元的角度差在整个码元集内是唯一的。只有这样，接收器才能确定针对任意信道相位的最可能传输的码元。[0144] 该每码元三个比特的方案的码元映射如表2所示。[0145]码元 3‑PSK角度(度) QPSK角度(度) QPSK‑3‑PSK差分角(度)0 0 0 01 120 0 1202 240 0 2403 240 90 1504 0 270 ‑2705 0 180 ‑1806 120 180 ‑607 0 90 ‑90[0146] 表2[0147] 表2示出了奇数3‑PSK与QPSK之间的相位差提供了所需的唯一角度，以提供调制方案的盲特性。该映射被设计成给出码元之间的最大相位差，并且3‑PSK与QPSK的角度差之间只有一个比特差，即，它是格雷编码的。可以通过计算差分角的标准偏差来简单地评估码元之间的最大相位差。表2不是唯一的解决方案，并且可以存在其它最佳解决方案。[0148] 图11示出了发送器端1’，在该发送器端1’处，存在获得的具有已知值或未知的给定值的信号功率的(即，可以说信号功率是预定的)离散源数据。[0149] 分别经由第一调制模块6’应用3‑PSK并在第二调制模块7’处应用QPSK。[0150] 8个码元被映射到奇数的和偶数的经调制的复数值上，即，3‑PSK和QPSK方案，所述方案通过使用正交直接序列扩频码(例如通过相应的码生成器8’、9’生成的Walsh码)进行扩频。因此，这两个路径是通过乘以正确地时间对准的已知正交扩频码(其由各自位于不同处理路径上的扩频函数模块8’和扩频函数模块9’提供，并且该码由相应的扩频码源8a’、9a’提供)产生的。[0151] 奇数PSK和偶数PSK二者使用直接序列二进制相移键控(BPSK)扩频码进行扩频，并且WALSH码以扩频因子(SF)2被使用。针对4‑PSK，所使用的码是{11}，并且针对3‑PSK，所使用的码是{1‑1}。扩频后，使用相加模块10’将信号相加在一起，其中将稍多的功率分配给QPSK信号并将稍少的功率分配给3‑PSK信号。使用偏置值1.2。该功率偏置是通过借助于增益放大器11’施加增益来实现的，该增益放大器11’在QPSK处理臂中的扩频函数模块9’和相加模块10’中间的位置处位于第二处理路径中。通过从3‑PSK获取功率并将该功率提供给QPSK，这种信号功率的重新分布有效地均衡了3‑PSK和QPSK的错误。由于码元位置(其可以在IQ星座中表示)之间的角度，3‑PSK的BER性能比QPSK低，因此需要这种归一化效果。[0152] 相加在一起后，包括相加的3‑PSK码元和QPSK码元的最终的经调制的信号被转发到发送器2’并沿着通信信道(未示出)发送。[0153] 在使用中，在发送器处，信号的功率在两个码之间共享，其中小的增益偏置被应用于更高阶的M‑PSK方案(在该示例中是QPSK)。[0154] 通过模拟获得的峰值平均功率为1.875dB。[0155] 在图12中，接收器将两个扩频码相关，即，所接收的信号经由相加模块23’被分成两个路径，然后在相应的解扩频函数模块15’、16’处使用由码源15a’、16a’提供的0和1扩频码进行解扩频。这提供了信号的两个路线。采取第一路线，经解扩频的信号然后在积分器17’处在码元周期(即，从0秒到码元周期)上积分。然后在Arctan2电路18’处取复数值的Arctan2，以获得信号的相位角。沿着第二路线使用积分器21’和Arctan2电路22’执行相同的处理。因此，第一码元集和第二码元集(即，QPSK和3‑PSK)的相位角在接收器块12’中是单独解析的。所得的相位角被直接馈入两个输入LUT(查找表)19’中，在输入LUT19’处，比较所得的相位角，以实现对原始8‑PSK码元的估计。在将相位角转发到LUT之前，在函数模块31处进行硬角度估计。负角度值也在此时进行纠正。[0156] 如果u(t)表示atan2函数输出处的角度(以度为单位)，则做出第一决策[0157][0158] 其中，M是调制中唯一码元的数目，例如3‑PSK的M＝3，QPSK的M＝4。[0159] 在硬角度决策之后，负角度被纠正，其中，到LUT的输入是[0160][0161] 根据前面的奇数‑奇数示例，总码元错误率为：[0162][0163] 其中，M是调制中唯一码元的数目。[0164] 由于所使用的Walsh扩频码的正交性，所以当在接收器处相关时，式7对3‑PSK和4‑PSK都成立。由于码元之间唯一的角度差被设计得尽可能大，所以噪声矢量不同地作用于各个值。因此，3‑PSK上的码元错误将不一定导致4‑PSK中的错误率。[0165] 标准M‑PSK的总码元错误率为：[0166][0167] 因此，从式6可以看出，针对各个码，码元功率除以2，然后利用因为码元之间的角度比3‑PSK小所以分配给4‑PSK的功率更多的功率偏置进行调整。[0168] 为了将每码元能量转换成每比特能量，使用以下公式：[0169][0170] 其中，k＝log2M。[0171] 为了从码元错误率转换成比特错误率，假设调制为近似格雷编码，使得一个码元错误不会导致k比特错误，使得：[0172] ptot(e(b))＝ptot(e(s))·1/k式10[0173] 当固定Es/No比率并且扫描偏置值时，则通过模拟确定最佳线性值1.2，如图13所示(因此，增益块必须设置成线性值1.2，以提供最佳BER性能)。[0174] 如图14所示，在10‑5BER下，新的盲8‑QAM方法比扩频8‑QAM的性能好约2.3dB。[0175] 以与8码元版本类似的方式，已使用表2中给出的相同角度映射、使用4比特组中的前3个比特作为8码元映射来构建16码元版本。然后使用第四比特来控制3‑PSK和4‑PSK的幅度，因此给出6码元映射和8码元映射。在这种布置中，根据模拟，峰值平均功率比测得为52.996dB。在图15中，示出了在10‑BER值下，盲16QAM的性能比16QAM理论计算好约0.73dB。[0176] 在本发明的另外的另选方案中，已利用表3所示的码元到角度映射来产生四码元版本。[0177]码元 3‑PSK角度(度) BPSK角度(度) BPSK‑3‑PSK差分角(度)0 0 0 01 120 0 1202 0 180 ‑1803 240 180 60[0178] 表3[0179] 图16示出了模拟的峰值平均功率比为1.976dB。[0180] 本领域技术人员会想到对上述原理的各种修改。例如，通信信道可以不是无线信道，而是可以经由光纤或其它硬件单元提供(例如，可以是有线的)。[0181] 在发送器端的处理器的单独分支中应用的两个相移键控方案不必是奇数的，但是，从计算的角度来看，使用经相加的方案的阶数为2的幂的方案来执行高效的二进制应用是可以理解的。[0182] 可以实现其它扩频码以实现更大的扩频因子，例如，可以应用Gold码。本发明的实施方式使用扩频因子2，但大于2的值也适用于该技术。[0183] 可以理解，对于码元映射存在其它最佳解决方案，例如，系统也可以使用187.99的标准偏差很好地工作，该标准偏差略小于表1中使用的标准偏差。[0184] 在本发明的另选方面，可以产生程序来随机选择映射并对其进行试验并针对固定的信噪比测量BER性能，或者找到分析方法来找到码元到角度的最佳映射。这种另选方法被认为是强制解决方案给出最小BER的“蛮力”方法。[0185] 在另选实施方式中，波形的预定信号功率可以被分摊到多于两个路径，即，在所述路径中，扩频因子大于2并且更多正交码可用。如果扩频因子大于2，则使用更长的码，其中，存在许多已知类型，并且还仅包括随机生成的噪声，只要它们被发现是正交的。[0186] 在本发明的另选实施方式中，提供了被采样以提供量化或离散源数据的模拟输入。模拟输入可以被采样以提供波形矢量。波形可以被提供(由波形源生成或从馈送发送器端的接收器收集)并且由采样模块按照间隔进行采样以提供波形矢量。然后将波形矢量用作源数据。[0187] 解复用器不需要将输入线路分成2个路线，而是可以将单个输入分成2个以上的输出线路。[0188] 作为参考，术语Arctan2和ATAN2具有相同的含义，并且在计算中用于计算应用于复数x+iy的自变量函数的主值。[0189] 硬角度决策LUT解调器的另选方式是如下传统的最大似然(ML)估计器，其中，从接收器矢量减去码元假设，然后通过比较所得的功率并选择最小值来识别最可能的码元[0190][0191] 图14的BER与Eb/No图还示出了ML解调器的结果。[0192] 必须注意的是，在所有模拟中，信道被配置成是高斯的，并且静态相移被设置到零弧度，使得接收器中只需要一个LUT。[0193] 值得注意的是，如果使用Walsh码，则需要长扩频码。然而，在用于更大扩频因子的另选实施方式中，可以使用其它正交扩频码，诸如Gold码或通过蛮力处理找到的具有针对正交性和码平衡设置的目标的码。

专利地区：英国

专利申请日期：2019-11-05

专利公开日期：2024-07-26

专利公告号：CN113261250B