考虑控制延时的直流配电网短路故障限流穿越装置及方法

专利名称：考虑控制延时的直流配电网短路故障限流穿越装置及方法

专利类型：发明专利

专利申请号：CN202210546632.2

专利申请（专利权）人：华中科技大学
权利人地址：湖北省武汉市洪山区珞喻路1037号

专利发明（设计）人：裴雪军,张曼,杨敏,张又文

专利摘要：本发明公开一种考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置及基于该装置的限流穿越方法，其使用的硬件滞环电路包括滞环比较器、二极管、电阻、电容和与运算结构，滞环比较器用于将采样信号与阈值信号进行比较，当采样信号大于上限阈值时，滞环比较器输出低电平，当采样信号下降至小于下限阈值时，输出高电平；滞环比较器的输出端通过反接的二极管连接至运算结构的第一端，且二极管正极通过电容接地，电阻与二极管并联，第一端获取封锁信号；运算结构将封锁信号和PWM信号进行与运算后输出控制MMC的驱动信号。当直流短路故障发生后的控制延时期间，硬件滞环电路将故障电流限制在安全范围内。一旦达到控制延时，即可触发软件故障穿越控制策略。

主权利要求：
1.一种考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置，所述直流配电网通过全桥型MMC接入交流配电网，其特征在于，包括硬件滞环电路和软件故障穿越控制装置，当发生直流短路故障时，所述硬件滞环电路用于在控制延时期间进行限流，所述软件故障穿越控制装置用于当达到控制延时后进行故障穿越控制；
所述硬件滞环电路包括滞环比较器、二极管、电阻、电容和与运算结构，其中，所述滞环比较器用于将直流故障电流的采样信号与阈值信号进行比较，当所述采样信号大于上限阈值时，所述滞环比较器输出低电平，当所述采样信号下降至小于下限阈值时，输出高电平；所述上限阈值为故障发生阈值，所述下限阈值大于触发所述软件故障穿越控制装置的软件触发阈值；
所述二极管的负极连接至所述滞环比较器的输出端、正极连接至所述与运算结构的第一端并通过所述电容接地，所述电阻与所述二极管并联；
所述运算结构通过第二端获取PWM信号，用于将所述第一端和第二端的信号进行与运算后输出驱动MMC中IGBT的驱动信号。
2.如权利要求1所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置，其特征在于，所述采样信号为对直流故障电流进行处理后所得到的直流电压信号Vidc(t)，所述上限阈值为上限电压Vref_H，所述下限阈值为下限电压Vref_L。
3.如权利要求1所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置，其特征在于，当所述采样信号小于下限阈值时，滞环比较器输出高电平并经过RC充电延时tRC后，与运算结构的第一端信号变为高电平；所述采样信号在延时tRC期间继续下降至下限触发阈值，所述下限触发阈值大于或等于软件触发阈值；
所述直流短路故障限流穿越装置还包括确定所述下限阈值的计算模块，所述计算模块用于根据下限触发阈值、RC充电延时tRC、以及直流故障电流变化规律计算所述下限阈值。
4.一种考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，其特征在于，基于权利要求1或2所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置进行限流，所述方法包括：获取直流故障电流的采样信号，将阈值信号和所述采样信号输入滞环比较器，将PWM信号输入与运算结构的第二端，利用所述与运算结构输出的IGBT驱动信号控制MMC的开锁和闭锁：当所述采样信号大于上限阈值，所述与运算结构输出低电平以控制MMC闭锁，使直流故障电流减小，所述采样信号相应减小；
当所述采样信号小于下限阈值时，所述与运算结构输出所述PWM信号以正常控制MMC；
当发生直流短路故障并经过控制延时后，触发软件故障穿越控制装置进行故障穿越控制。
5.如权利要求4所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，其特征在于，所述直流短路故障包括直流双极短路故障和直流单极对地短路故障。
6.如权利要求4所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，其特征在于，当所述采样信号小于下限阈值时，滞环比较器输出高电平并经过RC充电延时tRC后，与运算结构的第一端信号变为高电平；
所述采样信号在延时tRC期间继续下降至下限触发阈值，所述下限触发阈值大于或等于软件触发阈值。
7.如权利要求6所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，其特征在于，确定所述下限阈值的计算方法包括：计算RC充电延时tRC；
根据所述软件触发阈值确定下限触发阈值；
根据所述下限触发阈值、RC充电延时tRC、以及直流故障电流变化规律计算所述下限阈值。
8.如权利要求6所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，其特征在于，MMC具有2N个子模块，确定MMC闭锁后直流故障电流变化规律的方法包括：建立发生直流短路故障后闭锁的MMC的等效电路，在所述等效电路中，各子模块中IGBT关断且各子模块的反向电流经对应子模块中第二上桥臂二极管、子模块电容和第一下桥壁二极管以对子模块电容进行充电；
基于所述等效电路获取MMC输出端的直流故障电流的解析式，直流故障电流采样信号对应变化。
9.如权利要求4所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，其特征在于，当经过控制延时后，软件故障穿越控制装置进行软件限流控制的方法包括：将MMC上桥臂电压参考值中的直流分量设置 并将MMC下桥臂电压参考值中的*直流分量设置 其中，Udc为直流分量设定值，mp、mn分别为直流分量限流系数：当电网正常运行时，mp＝1，mn＝1；
当发生直流正极对地短路故障时，mp＝0，mn＝1；
当发生直流负极对地短路故障时，mp＝1，mn＝0；
当发生直流双极短路故障时，mp＝0，mn＝0。
10.如权利要求9所述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，其特征在于，软件故障穿越控制装置进行软件限流控制的方法还包括：子模块电容失去了直流源后，将电容能量的控制权转换交给交流源，从交流侧注入有功功率来维持电容能量的平衡，以控制电容电压的能量作为交流有功功率的参考值。 说明书 : 考虑控制延时的直流配电网短路故障限流穿越装置及方法技术领域[0001] 本发明属于直流配电网故障处理技术领域，更具体地，涉及一种考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置及方法。背景技术[0002] 交流配电网和直流配电网之间通过换流器互联，目前常用的换流器拓扑主要有两电平换流器、三电平换流器、模块化多电平换流器(ModularMultilevelConverter，MMC)，相较于其他两种换流器，MMC可用于电压等级较高的场景、输出波形质量更高，广泛应用于高压输电和中高压配电领域。[0003] 直流配电网中由雷击、绝缘污染、树枝倾倒等造成的直流故障不可避免，直流短路故障发生后，故障电流激增，对电力电子器件和系统安全造成了巨大威胁，因此需要采取及时有效的措施隔离直流故障。MMC自清除故障电流为目前常用的直流故障隔离措施之一，利用MMC自清除故障电流有两种方式：故障阻断和故障穿越。故障阻断即闭锁换流器清除故障电流，需要与交直流侧断路器进行配合断开其与交直流侧的联接，但是会造成区域的停电且重启困难。而故障穿越即通过控制策略保障MMC在清除故障电流的同时还能继续保障交流侧的电网支撑，即在故障穿越期间作为STATCOM运行。故众多学者将研究的重心放在了故障穿越策略上面。[0004] 在应用故障穿越的实际工程系统中，从出现故障到触发软件故障穿越控制装置进行反应动作需要经历检测延时、采样延时、动态调节时间等控制延时，控制延时与MMC的硬件配置相关，但总体上为几百微秒‑几毫秒。在这段控制延时的过程中，故障电流依然在高速增长，极有可能突破MMC内部电力电子器件安全工作的上限。由控制延时造成的故障电流过流问题严重威胁了系统的安全，亟需解决，但目前却少有文献考虑控制延时的影响并针对此提出解决方案。发明内容[0005] 针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置及故障限流方法，其目的在于解决解决直流配电网发生直流短路故障后控制延时期间软件故障穿越策略无法及时投入从而导致故障电流过流的技术问题。[0006] 为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种考虑控制延时的直流配电网短路故障限流穿越装置，所述直流配电网通过全桥型MMC接入交流配电网，包括硬件滞环电路和软件故障穿越控制装置，当发生直流短路故障时，所述硬件滞环电路用于在控制延时期间进行限流，所述软件故障穿越控制装置用于当达到控制延时后进行故障穿越控制；[0007] 所述硬件滞环电路包括滞环比较器、二极管、电阻、电容和与运算结构，其中，[0008] 所述滞环比较器用于将直流故障电流的采样信号与阈值信号进行比较，当所述采样信号大于上限阈值时，所述滞环比较器输出低电平，当所述采样信号下降至小于下限阈值时，输出高电平；所述上限阈值为故障发生阈值，所述下限阈值大于触发所述软件故障穿越控制装置的软件触发阈值；[0009] 所述二极管的负极连接至所述滞环比较器的输出端、正极连接至所述与运算结构的第一端并通过所述电容接地，所述电阻与所述二极管并联；[0010] 所述运算结构通过第二端获取PWM信号，用于将所述第一端和第二端的信号进行与运算后输出驱动MMC中IGBT的驱动信号。[0011] 在其中一个实施例中，所述采样信号为对直流故障电流进行处理后所得到的直流电压信号Vidc(t)，所述上限阈值为上限电压Vref_H，所述下限阈值为下限电压Vref_L。[0012] 在其中一个实施例中，当所述采样信号小于下限阈值时，滞环比较器输出高电平并经过RC充电延时tRC后，与运算结构的第一端信号变为高电平；所述采样信号在延时tRC期间继续下降至下限触发阈值，所述下限触发阈值大于或等于软件触发阈值；[0013] 所述直流短路故障限流穿越装置还包括确定所述下限阈值的计算模块，所述计算模块用于根据下限触发阈值、RC充电延时tRC、以及直流故障电流变化规律计算所述下限阈值。[0014] 按照本发明的另一方面，提供了一种考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，基于上述的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置进行限流，所述方法包括：[0015] 获取直流故障电流的采样信号，将阈值信号和所述采样信号输入滞环比较器，将PWM信号输入与运算结构的第二端，利用所述与运算结构输出的IGBT驱动信号控制MMC的开锁和闭锁：[0016] 当所述采样信号大于上限阈值，所述与运算结构输出低电平以控制MMC闭锁，使直流故障电流减小，所述采样信号相应减小；[0017] 当所述采样信号小于下限阈值时，所述与运算结构输出所述PWM信号以正常控制MMC；[0018] 当发生直流短路故障并经过控制延时后，触发软件故障穿越控制装置进行故障穿越控制。[0019] 在其中一个实施例中，所述直流短路故障包括直流双极短路故障和直流单极对地短路故障。[0020] 在其中一个实施例中，当所述采样信号小于下限阈值时，滞环比较器输出高电平并经过RC充电延时tRC后，与运算结构的第一端信号变为高电平；[0021] 所述采样信号在延时tRC期间继续下降至下限触发阈值，所述下限触发阈值大于或等于软件触发阈值。[0022] 在其中一个实施例中，确定所述下限阈值的计算方法包括：[0023] 计算RC充电延时tRC；[0024] 根据所述软件触发阈值确定下限触发阈值；[0025] 根据所述下限触发阈值、RC充电延时tRC、以及直流故障电流变化规律计算所述下限阈值。[0026] 在其中一个实施例中，MMC具有2N个子模块，确定MMC闭锁后直流故障电流变化规律的方法包括：[0027] 建立发生直流短路故障后闭锁的MMC的等效电路，在所述等效电路中，各子模块中IGBT关断且各子模块的反向电流经对应子模块中第二上桥臂二极管、子模块电容和第一下桥壁二极管以对子模块电容进行充电；[0028] 基于所述等效电路获取MMC输出端的直流故障电流的解析式，直流故障电流采样信号对应变化。[0029] 在其中一个实施例中，当经过控制延时后，软件故障穿越控制装置进行软件限流控制的方法包括：[0030] 将MMC上桥臂电压参考值中的直流分量设置 并将MMC下桥臂电压参考值*中的直流分量设置 其中，Udc为直流分量设定值，mp、mn分别为直流分量限流系数：[0031] 当电网正常运行时，mp＝1，mn＝1；[0032] 当发生直流正极对地短路故障时，mp＝0，mn＝1；[0033] 当发生直流负极对地短路故障时，mp＝1，mn＝0；[0034] 当发生直流双极短路故障时，mp＝0，mn＝0。[0035] 在其中一个实施例中，软件故障穿越控制装置进行软件限流控制的方法还包括：[0036] 子模块电容失去了直流源后，将电容能量的控制权转换交给交流源，从交流侧注入有功功率来维持电容能量的平衡，以控制电容电压的能量作为交流有功功率的参考值。[0037] 总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：[0038] 本发明的直流故障限流装置包括与软件故障穿越控制装置配合使用的硬件滞环电路，当直流短路故障发生后，直流故障电流迅速增长，在触发软件故障穿越控制装置进行故障穿越之前的控制延时期间，以硬件滞环电路作为限流手段对故障电流进行限制。硬件滞环电路设有上下限两个阈值，当故障电流大于上限时，硬件滞环电路拉低PWM封锁信号，闭锁MMC，即关闭MMC中的所有IGBT，以使故障电流持续减小；当故障电流回落到下限以下时，释放拉高PWM封锁信号，按照PWM信号正常驱动IGBT，故障电流持续增大，如此往复，硬件滞环电路将故障电流限制在安全范围内，保障MMC内部器件在控制延时期间的安全。一旦达到控制延时后，即可触发软件故障穿越控制策略投入动作，进行软件故障穿越控制。附图说明[0039] 图1为直流配电网典型结构图；[0040] 图2为MMC拓扑结构图；[0041] 图3为一实施例的MMC在正常工况下的控制框图；[0042] 图4为一实施例的硬件滞环电路结构图；[0043] 图5为一实施例的硬件滞环电路工作效果图；[0044] 图6为一实施例的MMC闭锁后桥臂电流为反向时的全桥子模块的工作原理图；[0045] 图7为一实施例的直流短路故障下MMC闭锁后直流侧等效电路，其中：[0046] (a)为初步等效电路，(b)为最终等效电路；[0047] 图8为一实施例的硬件滞环电路工作过程示意图；[0048] 图9为一实施例的直流故障下软件穿越策略控制框图；[0049] 图10为一实施例的全桥MMC仿真模型；[0050] 图11为仅采用软件故障穿越策略时不同控制延时对故障电流峰值的影响对比图；[0051] 图12为一实施例的采用本发明的直流双极短路故障仿真波形图，其中：[0052] 图(a)为直流电压变化曲线图；图(b)为直流故障电流变化曲线图；图(c)为PWM封锁信号变化曲线图；图(d)为有功功率变化曲线图；图(e)为无功功率变化曲线图；图(f)为交流线电压变化曲线图；图(g)为交流电流变化曲线图；图(h)为三相环流变化曲线图；图(i)为A相上下桥臂电流变化曲线图；图(j)为B相上下桥臂电流变化曲线图；图(k)为C相上下桥臂电流变化曲线图；图(1)为A相上下桥臂子模块电容电压变化曲线图；图(m)为B相上下桥臂子模块电容电压变化曲线图；图(n)为C相上下桥臂子模块电容电压变化曲线图；[0053] 图13为一实施例的采用本方案的直流正极对地短路故障仿真波形图，其中：[0054] 图(a)为直流电压变化曲线图；图(b)为直流故障电流变化曲线图；图(c)为PWM封锁信号变化曲线图；图(d)为有功功率变化曲线图；图(e)为无功功率变化曲线图；图(f)为交流线电压变化曲线图；图(g)为交流电流变化曲线图；图(h)为三相环流变化曲线图；图(i)为A相上下桥臂电流变化曲线图；图(j)为B相上下桥臂电流变化曲线图；图(k)为C相上下桥臂电流变化曲线图；图(1)为A相上下桥臂子模块电容电压变化曲线图；图(m)为B相上下桥臂子模块电容电压变化曲线图；图(n)为C相上下桥臂子模块电容电压变化曲线图。具体实施方式[0055] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。[0056] 以中压直流配电网为例，如图1所示，直流配电网通过两端或多端换流器(图中的AC/DC)与多个交流配电网相互联，直流配电网中接入直流负荷、分布式电源和通过直流变压器连接到低压直流配电网等。[0057] 换流器为直流配电网的关键设备，MMC由于其电压等级高、输出波形质量好被广泛应用于中压直流配电领域。本申请针对换流器为全桥型MMC的情况设计了一种直流配电网直流短路故障限流穿越方案。[0058] MMC的拓扑结构为常规拓扑，如图2所示，一个MMC共3个相单元，共有6个桥臂，每个相单元有上下2个桥臂，每个桥臂由N个子模块(SM)、电抗器L0和桥臂电阻R0串联而成，图中的子模块选取具有负电平输出能力的全桥子模块。[0059] 在正常工况下，MMC的基本控制策略如图3所示，图中，分别对MMC桥臂电压的三个分量进行控制，桥臂电压的差模分量参考值Udiffx*通过内外环双环控制给出，共模分量参考值 δUcomx*分别给定额定值和通过对子模块电容电压和环流的控制给出。[0060] 直流短路故障包括直流双极短路故障和直流单极对地短路故障，当直流故障发生后，故障电流激增，由于控制延时的存在，软件控制的反应速度较慢，无法及时地保障设备安全，故在控制延时期间采用硬件滞环电路进行限流，硬件滞环电路的反应速度非常快，可靠性高，且成本低，简单方便易实现。[0061] 硬件滞环电路的电路图如图4所示，包括滞环比较器、二极管、电阻、电容和与运算结构。其中，滞环比较器用于将直流故障电流的采样信号与阈值信号进行比较，滞环比较器的输出端通过反接的二极管连接至运算结构的第一端；二极管与电阻并联，二极管正极通过电容接地，使与运算结构的第一端接入PWM封锁信号；与运算结构的第二端接入PWM信号，PWM信号是驱动MMC各子模块IGBT正常运行的信号，与运算结构对PWM封锁信号和PWM信号进行与运算并输出驱动MMC中IGBT的驱动信号。一旦发生直流短路故障，其故障信号将超过所述的上限阈值，滞环比较器输出低电平并拉低PWM封锁信号，输出低电平的驱动信号以关断IGBT，使MMC闭锁，从而减小直流故障电流，故障电流采样信号相应下降；当故障电流采样信号下降至小于下限阈值时，输出高电平并拉高PWM封锁信号，输出PWM信号以使MMC正常运行，直流故障电流又逐渐增大，由此在控制延时期间将直流故障电流控制在安全范围内。并且，由于软件故障穿越控制装置具有软件触发阈值，只要当直流故障电流大于软件触发阈值时，才能触发软件故障穿越控制装置进行故障穿越控制，因此，本发明中滞环比较器的下限阈值大于软件触发阈值，能够保证在控制延时后，直流故障电流能够触发软件故障穿越控制装置，避免滞环比较器下限阈值过低而导致后期无法触发软件故障穿越控制装置的情形。[0062] 在一实施例中，可以直接采集MMC输出端的直流故障电流，并对直流故障电流进行处理得到对应的采样信号后输入滞环比较器。例如，如图4所示，Vidc(t)为经过霍尔检测和调理之后的直流故障电流的采样信号，Vref为与Vidc(t)比较的阈值，Vo为滞环比较器的输出值，Vlock为对从DSP输出的PWM信号进行封锁的信号。所设计滞环比较器的逻辑为：滞环比较器有上、下两个阈值Vref_H、Vref_L，当Vidc(t)＞Vref_H时，滞环输出Vo为低电平；当Vidc(t)＜Vref_L时，滞环输出Vo为高电平。其中，硬件滞环电路工作效果图如图5所示，当Vidc(t)＞Vref_H时，当Vo为低电平，Vlock通过二极管被Vo即可拉为低电平，所有PWM信号被封锁；当Vidc(t)＜Vref_L时，Vo为高电平，Vo通过RC充电将Vlock拉为高电平，PWM信号正常驱动IGBT。[0063] 为了便于理解，对MMC闭锁后的故障电流发展进行分析。在发生直流短路故障期间，MMC桥臂故障电流为反向，即各桥臂的电流与图2所示的电流正方向相反。当通过上述硬件滞环电路对MMC所有IGBT进行闭锁期间，全桥子模块SM的工作原理如图6所示，反向电流流经子模块中的第二上桥臂二极管、子模块电容和第一下桥臂二极管后输出，故每相2N个子模块的电容均反向接入电路进行串联。此处将子模块中接入反向电流的桥臂称为第二桥臂，第二桥臂具有第二上桥臂和第二下桥臂，输出反向电流的桥臂称之为第一桥臂，第一桥臂具有第一上桥臂和第一下桥臂。[0064] 在分析出上述信号特征后，可以构建MMC闭锁后MMC的直流侧等效电路。[0065] 以直流双极短路故障为例说明。[0066] 直流双极短路故障下对MMC闭锁后MMC的直流侧等效电路如图7中的(a)所示，图中Rf、Lf为短路阻抗。对图7中的(a)所示电路进一步等效可得图7中的(b)所示RLC电路，电路中等效电容、等效电感、电阻分别为：[0067][0068] 从图7中的(b)中可以看出，闭锁后电容的放电电流方向和电感的续流方向相反，故而相互抵消，实现快速消除故障电流。[0069] 在建立等效电路后，对等效的RLC电路进行求解可得故障电流解析式为：[0070][0071] 式中，各参数表达式如式(3)所示。Vc、Idc分别为闭锁时刻子模块的电容电压和直流电流。式(2)分为两个部分， 代表的是电容的放电电流，Idcsin(ωt‑β)代表的是电感的续流电流，这两个电流方向相反相互抵消，从而迫使直流电流快速下降。[0072][0073] 直流单极对地短路故障下对MMC闭锁后故障电流的消除过程与双极短路故障下对MMC闭锁后故障电流的消除过程类似。[0074] 以直流故障电流采样信号为Vidc(t)、下限阈值为Vref_H、上限阈值为Vref_H、下限触发阈值为Vth为例，结合硬件滞环电路的原理和换流器闭锁后故障电流的解析分析可知，直流故障发生后，直流电流Idc激增，对应地Vidc(t)激增，当Vidc(t)＞Vref_H时，Vlock即刻变为低电平，IGBT被闭锁，可以快速起到限流作用。IGBT闭锁后，Idc随之下降，直至Vidc(t)＜Vref_L时，Vo恢复为高电平，Vlock经过一定的RC充电时间变为高电平，IGBT被正常驱动，Idc随之又激增，如此往复，Idc被限定在一定范围内，直到软件限流开始工作。硬件限流工作波形图如图8所示，其中Vo与Vlock下降沿的时刻一致，Vlock的上升沿比Vo延后一定时间tRC，避免PWM封锁信号跳变频率过高IGBT驱动板无法识别。正是由于tRC的存在，Vidc(t)的实际下限不是Vref_L，而是下限触发阈值Vth。即当Vidc(t)＜Vref_L时，Vo恢复为高电平，Vlock经过一定的RC充电时间tRC变为高电平，IGBT被正常驱动，而在RC充电时间tRC期间，Vidc(t)从Vref_L继续下降至Vth。因此，Idc实际被限定在Vref_L～Vth之间，保障MMC内部器件在控制延时期间的安全。[0075] 基于上述分析，根据软件触发阈值，可以设定下限触发阈值，下限触发阈值大于或等于软件触发阈值即可；根据硬件滞环电路中的RC参数，可以计算出RC充电延时tRC；根据下限触发阈值、RC充电延时tRC、和式(2)所示的闭锁后直流故障电流变化规律，便能确定合适的滞环比较器的下限阈值。[0076] 在一具体的实施例中，电力电子器件的电流应力一般为2倍额定电流，故Vref_H取2p.u.。为了保障软件限流策略能够持续发挥作用，Vth应不小于软件限流所设阈值(Vth一般设为1.2p.u.)。Idc下降即Vidc(t)从Vref_H到Vth的这段时间内，故障电流的下降规律如式(2)所示，因此故障电流从Vref_H下降至Vth的时间Ts可以精确算得，再代入tRC即可算得Vref_L的准确取值。[0077] 因此，上述直流短路故障限流穿越装置还包括确定下限阈值的计算模块，该计算模块根据下限触发阈值、RC充电延时tRC、以及直流故障电流变化规律计算所述下限阈值。[0078] 相应的，本发明还涉及一种考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流方法，基于上文介绍的考虑控制延时的直流配电网直流短路故障限流穿越装置进行限流。[0079] 具体的，该方法包括：[0080] 获取直流故障电流的采样信号，将阈值信号和采样信号输入滞环比较器，将PWM信号输入与运算结构的第二端，利用与运算结构输出的IGBT驱动信号控制MMC的开锁和闭锁，其中，[0081] 当采样信号大于上限阈值，与运算结构输出低电平以控制MMC闭锁，使故障电流减小；[0082] 当采样信号小于下限阈值时，与运算结构输出PWM信号以正常控制MMC；[0083] 当发生直流短路故障并经过控制延时后，触发软件故障穿越控制装置进行故障穿越控制。[0084] 在上述过程中，在MMC中加入硬件滞环电路，配电网的工作状态为正常运行或出现故障。[0085] 当配电网正常运行时，所采集的直流电流采样信号小于下限阈值，此时，与运算结构输出PWM信号可以正常控制MMC，也就是说，当配电网正常运行时，所接入的硬件滞环电路不会影响配电网的运行。[0086] 当配电网出现直流短路故障时，直流故障电流采样信号激增至大于上限阈值，与运算结构输出低电平以控制MMC闭锁，使直流故障电流减小，在出现直流短路故障后的控制延时期间，将故障电流维持在一个安全的幅度范围内，经过控制延时后，再触发软件故障穿越控制装置进行软件限流控制。也就是说，当配电网正常运行时，所接入的硬件滞环电路不会影响配电网的运行，只有当配电网出现直流短路故障时，所接入的硬件滞环电路才会介入并在控制延时期间，将故障电流维持在一个安全的幅度范围内，保障MMC内部器件在控制延时期间的安全。[0087] 其中，对于采样信号、阈值信号的具体形式，可以灵活设置，具体可以参考上文介绍，在此不再赘述。[0088] 结合上文分析，当直流故障电流采样信号小于下限阈值时，滞环比较器输出高电平并经过RC充电延时tRC后，与运算结构的第一端信号才变为高电平；直流故障电流采样信号在延时tRC期间继续下降至下限触发阈值，下限触发阈值大于或等于软件触发阈值。因此，需要设置合适的下限阈值，使直流故障电流采样信号的实际最低值(下限触发阈值)不低于能够触发软件限流的软件触发阈值。在一实施例中，确定下限阈值的计算方法包括：计算RC充电延时tRC；根据软件触发阈值确定下限触发阈值；根据下限触发阈值、RC充电延时tRC、以及直流故障电流变化规律计算下限阈值。[0089] 进一步的，确定MMC闭锁后直流故障电流变化规律的方法包括：[0090] 建立发生直流短路故障后闭锁的MMC的等效电路，在等效电路中，各子模块中IGBT关断且各子模块的反向电流经对应子模块中第二上桥臂二极管、子模块电容和第一下桥臂二极管以对子模块电容进行充电；[0091] 基于等效电路获取MMC输出端的故障电流的解析式；[0092] 基于故障电流的解析式确定MMC闭锁后直流故障电流变化规律。[0093] 关于等效电路的建立、下限阈值的计算过程，已在上文介绍，在此不再赘述。[0094] 在控制延时期间采用上述硬件滞环电路对故障电流进行限流，控制延时后，软件故障穿越策略投入运行。直流短路故障的故障电流是由桥臂的电容放电形成，即由桥臂电压中的直流分量决定，因此为了消除故障电流，应将桥臂电压中的直流分量调整为0。在一实施例中，当经过控制延时后，软件故障穿越控制装置进行软件限流控制的方法包括：[0095] 将MMC上桥臂电压参考值中的直流分量设置 并将MMC下桥臂电压参考值*中的直流分量设置 其中，Udc 为桥臂电压直流分量设定值，mp、mn分别为直流分量限流系数，其不同情况下的取值见表1。[0096] 表1限流系数取值表[0097][0098] 在一具体的实施例中，MMC桥臂电压参考值表示为：[0099][0100] 另外，在正常工况下MMC的子模块电容能量来源为直流电流，当直流短路故障发生时，限流后直流电流减小为0，电容失去了能量来源，且在实际系统中电容两侧将并联采样电阻对电容电压进行采样，故当直流电流消失，电容将通过采样电阻进行放电，电容电压将逐渐降低，这不利于故障恢复后的再次启动，也不满足故障穿越的基本要求，故当故障发生后，迅速进行限流只是第一部分，第二部分即为保障子模块电容能量平衡进行穿越。[0101] 由于故障后子模块电容失去了直流源，故将电容能量的控制权转换交给交流源，从交流侧注入有功功率来维持电容能量的平衡，即以控制电容电压的能量来作为交流有功功率的参考值，故障后软件故障穿越策略的控制框图如图9所示。[0102] 相较于图3所示的正常工况下的控制策略，图9中的桥臂直流分量被限到0，并从交流侧出发，取代了图3中的相间平衡模块，保障子模块电容总能量的平衡，而桥臂间平衡模块和环流控制模块继续沿用图3所示的控制框图，保障桥臂间电容电压的均衡。另外，无功功率参考值与正常运行时一致。[0103] 为了验证所提考虑控制延时的直流短路故障限流穿越策略对直流短路故障的处理能力，在MATLB/Simulink中搭建了图10所示的全桥MMC模型分别在双极短路故障和正极接地短路故障场景下进行仿真验证，仿真模型各参数如表2所示。正常工况下，MMC工作在定直流电压控制模式下，控制直流电压维持在20kV，向交流侧注入3MVar无功功率。软件故障穿越策略的故障电流阈值为1.2p.u.。[0104] 表2全桥MMC仿真模型主电路参数[0105][0106][0107] 图11给出了不同的控制延时下仅采用软件故障穿越策略的故障电流变化曲线对比，在控制延时分别取240μs、315μs、1ms、2ms时，故障电流峰值分别为2.5p.u.、2.9p.u.、6.4p.u.、11.5p.u.。控制延时越久，故障电流峰值越高，且均超过了电力电子期间的安全上限，对系统安全和再次恢复产生了破坏性威胁。下文取1ms控制延时继续进行仿真验证。[0108] 图12给出了直流双极短路故障下采用考虑1ms控制延时的直流故障限流穿越策略时的仿真结果，包含MMC外部和内部各电气量的变化波形图。结合图12，其中，故障发生后，直流电压降为0，如图12的(a)所示。故障电流迅速上升，在达到2倍额定电流1000A(硬件滞环所设故障电流上限阈值)时，拉低PWM封锁信号，在控制延时期间，故障电流由硬件滞环控制在范围内，如图12中(b)、(c)所示。在硬件滞环期间，当PWM封锁信号跳回为高电平时，IGBT被正常驱动，MMC还是以控制直流电压为目标进行正常控制，从能量的角度来说，MMC此时会采取向直流侧注入有功功率的角度抬升直流电压，故有功功率和交流电流会对应有小幅上升，如图12中的(d)、(g)所示。经过控制延时后进入软件控制，直流电流逐渐下降为0，直流电压由于桥臂电压中直流分量被降为0也一直维持为0。此时MMC的有功功率指令来源为维持电容总能量平衡，MMC输出有功功率逐渐降低。穿越过程中，交流侧保持在网运行，继续维持无功功率输出，如图12中的(e)、(f)所示，满足了故障穿越期间换流器不脱网运行、支撑交流电压的要求。交流电流对应逐渐降低。在MMC内部，三相环流为直流电流的1/3与环流交流成分之和，故三相环流经过短暂冲击后降为0，如图12中(h)所示。A、B、C三相的上下桥臂电流为三相环流与三相交流电流的组合，三相的桥臂电流经过短暂冲击后，其直流分量和交流分量均与MMC外部的直流侧电流和交流侧电流的下降保持一致，如图12中的(i)～(k)所示。图12中的(1)～(m)给出的是A、B、C三相上下桥臂的电容电压，可以看出，硬件滞环期间，电容电压几乎保持为故障前瞬间的电压不变，进入软件控制后三相电容电压经过一段时间的调节后均稳定在了额定电容电压，且上下桥臂之间电容电压保持平衡，且由于直流电流分量降为0，故电容电压纹波变小。[0109] 图13给出了单极接地短路故障下采用考虑1ms控制延时的直流故障限流穿越策略时的仿真结果，包含MMC外部和内部各电气量的变化波形图。结合图13，故障发生后，直流电压随着直流电流的上升逐渐下降，如图13中的(a)所示，故障电流迅速上升，如图13中的(b)、(c)所示，在达到2倍额定电流1000A(硬件滞环所设故障电流上限阈值)时，触发拉低PWM封锁信号，在控制延时期间，故障电流由硬件滞环控制在范围内。在硬件滞环期间，当PWM封锁信号跳回为高电平时，IGBT被正常驱动，MMC还是以控制直流电压为目标进行正常控制，从能量的角度来说，MMC此时会采取向直流侧注入有功功率的角度抬升直流电压，故有功功率和交流电流会对应有小幅上升，如图13中的(d)、(g)所示。经过控制延时后进入软件控制，直流电流逐渐下降为0，直流电压由于正极桥臂电压中直流分量被降为0维持为额定直流电压的一半。此时MMC的有功功率指令来源为维持电容总能量平衡，MMC输出有功功率逐渐降低。穿越过程中，交流侧保持在网运行，继续维持无功功率输出，如图13中的(e)、(f)所示，满足了故障穿越期间换流器不脱网运行、支撑交流电压的要求。交流电流对应逐渐降低。在MMC内部，三相环流为直流电流的1/3与环流交流成分之和，故三相环流经过短暂冲击后降为0，如图13中(h)所示。A、B、C三相的上下桥臂电流为三相环流与三相交流电流的组合，三相的桥臂电流经过短暂冲击后，其直流分量和交流分量均与MMC外部的直流侧电流和交流侧电流的下降保持一致，如图13中的(i)～(k)所示。图13中的(1)～(m)给出的是A、B、C三相上下桥臂的电容电压，可以看出，硬件滞环期间，电容电压几乎保持为故障前瞬间的电压不变，进入软件控制后三相电容电压经过一段时间的调节后均稳定在了额定电容电压，且上下桥臂之间电容能量保持平衡，由于正极接地，上桥臂直流电流分量降为0，故上桥臂电容电压纹波变小。[0110] 上述仿真结果充分验证了所提软硬件结合的直流故障限流穿越策略应对双极短路故障和单极接地短路故障的有效性。[0111] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

专利地区：湖北

专利申请日期：2022-05-16

专利公开日期：2024-07-26

专利公告号：CN114825298B